Блок формирования сигналов вспомогательного гетеродина

Блок формирования сигналов вспомогательного гетеродина

СОДЕРЖАНИЕ

Введение

. Комплекс радиолокационного дозора и наведения

1.1 Антенна комплекса РЛДН

.2 Основные режимы, реализованные в комплексе РЛДН

.3 Упрощенная структурная схема комплекса

2. Технические задание для разработки блока формирования сигналов вспомогательного гетеродина

. Преобразователи частоты

3.1 Основные сведения о преобразователях частоты

.2 Основные требования к преобразователям частоты

.3 Смесители частот

.3.1 Порты смесителей

.3.2 Общие свойства смесителей

.3.3 Параметры смесителей

.3.4 Типы смесителей

.3.5 Преимущества двойного балансного диодного смесителя

.3.6 Недостатки двойного балансного диодного смесителя

.4 Выбор смесителя для работы в блоке формирования сигналов вспомогательного гетеродина

4. Фильтры

4.1 Основные положения о фильтрах

.2 Основные сведения о синтезе эквивалентных схем фильтров

.3 Теория расчета узкополосных фильтров с минимальными потерями середине полосы пропускания и заданным затуханием в полосе запирания

5. Реализация эквивалентных схем фильтров СВЧ

5.1 Вводная часть

.2 Расчет фильтра

.3 Моделирование фильтров на микрополосковых линиях в программном пакете MWO

.4 Фильтр с параллельно связанными полуволновыми резонаторами

.5 Фильтр со встречно-штыревым включением резонаторов

.6 Гребенчатый фильтр

.7 Фильтр на четвертьволновых проводящих шлейфах

.8 Шпилечный фильтр

.9 Структуры фильтров, которые не моделируются AWR Filter Synthesis Wizard

.10 Основные выводы по выбору фильтра

6. Выбор усилителя для схемы

Заключение

Список литературы

ВВЕДЕНИЕ

Многие могут заметить, что развитие и усовершенствование военной техники в недавние годы идет семимильными шагами. Это и воздушные, и наземные и надводные подвижные объекты. Такие быстрые темпы роста привели к необходимости создания дистанционных средств раннего оповещения о складывающейся обстановке. Поэтому был разработан новый комплекс - комплекс радиолокационного дозора и наведения (РЛДН). У этого проекта далеко идущие планы и широкие перспективы, именно поэтому сейчас так много внимания уделяется разработке блоков данного комплекса.

Задачи, которые возложены конструкторами и разработчиками на комплекс, масштабны и многофункциональны. Рассмотрим их.

Комплекс приспособлен для обнаружения самолетов, находящихся на больших расстояниях от объекта-обнаружителя (300…650 км), а также измерения их координат и параметров движения.

Комплекс РЛДН может осуществлять слежение за большим количеством объектов одновременно (250…600).

Комплекс предназначен для обеспечения защиты и поддержки истребителей или ударных самолетов в обстановке воздушного боя.

С помощью данной системы возможно осуществление обзора земной и водной поверхностей с одновременным выделением наземных и надводных подвижных объектов.

Также комплексу предстоит выполнять: координацию боевых действий, реализацию функций связи, приема и передачи информации.

Как можно заметить, такой широкий спектр задач не под силу ни одной радиосистеме. Но решение есть, и оно состоит в использовании целого ряда радиосистем, каждая из которых направлена на решение своей задачи, объединенных в единый мощный комплекс.

По направлению решаемых комплексом задач можно выделить ряд радиосистем, составляющих наш комплекс РЛДН: радиолокационная система обзора земной поверхности; радиосистема распознавания (государственной принадлежности); радиосистема перехвата и прицеливания; радиосистема навигации и управления; радиосистема связи (приема и передачи информации).

Но эти системы далеко не всё оборудование, которым оснащен комплекс, сюда входит аппаратура обработки информации и отображения (индикации) складывающейся обстановки.

Удаление от базы для самолетов-носителей комплекса РЛДН обычно составляет 300...2000 км, а количество членов экипажа может меняться от 5 до 17 человек. В качестве примеров самолетов, имеющих на борту комплекс РЛДН, могут быть названы самолеты Боинг Е-3 «Сентри», Грумман Е-2С «Хоукай и «Нимрод» AEW.

С каждым годом требования к техническому оборудованию и аппаратуре всё строже. Количество целей увеличивается, скорость их передвижения растет, на земле и на воде ежеминутно происходят изменения и пространственные перемещения, поэтому неудивительно, что растет необходимость повышения быстродействия узлов и совершенствования программного обеспечения. Данные реконструкции и модернизации, несомненно, повышают стоимость комплекса РЛДН, но задачи, которые выполняет комплекс, столь значительны и перспективны в будущем, что будут приводить лишь к желанию переходить на всё новый и новый уровень развития в радиолокации.

Также, поскольку функционирование подобных комплексов позволяет улучшить управление боевыми действиями, то они получают в различных странах всё большее распространение. Следовательно, разработка, моделирование и усовершенствование радиосистем и других подсистем в комплексе - очень важная задача для инженеров, конструкторов и разработчиков. На сегодняшний день эта проблема актуальна для многих сфер научной деятельности и требует особого внимания с нашей стороны, как будущих инженеров.

1. КОМПЛЕКС РАДИОЛОКАЦИОННОГО ДОЗОРА И НАВЕДЕНИЯ

.1 Антенна комплекса РЛДН

Рассмотрим, что представляет собой антенна радиолокационной системы.

Это плоская щелевая фазированная антенная решетка (ФАР), каждая щель которой является элементом, излучающим и принимающим электромагнитные волны. Сама антенна вращается в горизонтальной плоскости по курсовому углу с достаточно небольшой скоростью, составляющую около 6 об/мин. Ширина диаграммы направленности в плоскости курсовых углов достаточно узкая - примерно 1°.

Диапазон излучаемых волн - сантиметровый. Разрешающие способности: по дальности - несколько сотен метров, по курсовому углу - 1,5 градуса.

.2 Основные режимы, реализуемые в комплексе РЛДН

Основной режим работы - это режим обнаружения низколетящих воздушных целей. Радиосигналы, отраженные от этих целей, принимаются системой на фоне мощных радиоимпульсов, которые, в свою очередь, отражаются от земной или от водной поверхностей. Для обеспечения этого режима используется излучение достаточно длинных радиоимпульсов, имеющих высокую частоту повторения. Неоднозначность измерения дальности в данном случае устраняется при помощи последовательного использования нескольких значений высоких частот повторения излучаемых радиоимпульсов. Было установлено, что длительность облучения цели равно величине порядка 30 мс, поэтому неоднозначность измерения должна быть ликвидирована именно за этот интервал времени. Основные особенности этого режима: высота полета целей не измеряется, а в качестве излучаемых применяются линейно-частотно-модулированные и фазоманипулированные радиоимпульсы.

Второй режим работы - это режим обнаружения воздушных целей, расположенных ниже линии горизонта, и измерения высоты их полета. Принцип заключается в том, что радиоимпульсы излучаются с высокой частотой повторения, а диаграмма направленности ФАР сканирует по углу места, таким образом, и происходит обнаружение и измерение. Для осуществления однозначности измерений используется несколько последовательно переключаемых высоких частот повторения радиоимпульсов.

Третий режим работы - обнаружение целей, находящихся выше линии горизонта. В данном случае используется излучение радиоимпульсов с низкой частотой повторения, и за счет сканирования диаграммы направленности ФАР по углу места обнаруживаются цели.

На практике второй и третий режимы применяют совместно, чередуя их.

Четвертый режим работы - пассивный. Функционирование радиопередающего устройства прекращается, а аппаратура комплекса работает только на прием. Такой режим позволяет, совместно с другими самолетами-носителями, получить пространственную картину расположения источников радиоизлучений.

Пятый режим работы - слежение за надводными целями. В данном режиме применяются очень короткие импульсы, поэтому скорость движения здесь не измеряется, а для слежения рассчитывается приращение дальностей за одни период измерения.

Обработка, фильтрация принятых сигналов и извлечение из них информации осуществляют с помощью бортового вычислителя и бортовой центральной ЭВМ.

1.3 Упрощенная структурная схема комплекса

Комплекс РЛДН - очень сложная система, которая требует строгого контроля и непременной проверки на работоспособность.

Сегодня многие предприятия работают над усовершенствованием комплекса. И разработанный ранее самолет А-50 на базе военного транспортного самолета Ил-76 с 2001 года поставляется в другие страны. Полным ходом идут разработки новых комплексов. В 2007 году был испытан новый самолет радиолокационного дозора и наведения "ЭИ".

Если взглянуть на упрощенную схему радиолокационного комплекса на рис. 1.1, то можно увидеть, что БФЧС формирует сигналы, как для приемника, так и для передатчика.

Ознакомившись с назначением комплекса, мы смело можем сказать, что диапазон просматриваемых дальностей велик, поэтому радиопередающее устройство формирует радиоимпульсы различной длительности и разных мощностей.

Рис. 1.1«Упрощенная структурная схема»

Блок формирования частот и сигналов (БФЧС) предназначен для формирования в высокочастотном диапазоне сетки частот первого гетеродина и импульсного сигнала с ЛЧМ или фиксированной частоты, а также частоты второго гетеродина.

БФЧС состоит из следующих узлов:

опорный термостатированный кварцевый генератор с виброзащитой;

узел формирования сигнала;

узел формирования частоты первого гетеродина;

узел формирования частоты второго гетеродина;

узел управления, внешних интерфейсов, преобразователей и фильтров питания.

Исследуемый блок входит в состав узла формирования частоты второго гетеродина.

2. ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ ДЛЯ РАЗРАБОТКИ БЛОКА ФОРМИРОВАНИЯ СИГНАЛОВ ВСПОМОГАТЕЛЬНОГО ГЕТЕРОДИНА

Перед нами стоит задача - разработать и исследовать блок формирования сигналов вспомогательного гетеродина. На вход данной цепи подается сигнал с частотой 350 - 400 МГц и мощностью 10 мВт, а на выходе требуется получить сигнал мощностью 50 мВт и частотой 3 ГГц.

Определимся, что структура подобного устройства будет состоять из смесителя, полосового фильтра и усилителя (рис. 2.1).

Рис. 2.1«Схема узла формирования сигналов вспомогательного гетеродина»

Также у нас есть требования к фильтру: фильтр должен быть узкополосным, потери в полосе заграждения (запирания)- около 40 дБ, т.е. затухание должно быть достаточно высоким.

Смеситель и усилитель должны выбраться из существующих на рынке радиоэлектроники компонентов. А фильтр будет разрабатываться индивидуально для данной схемы.

Перечислим по пунктам, что предстоит сделать:

) Выбор смесителя из представленной элементной базы фирмы MiniCircuits, исходя из требований к входному сигналу и частоте выходного сигнала.

) Моделирование некоторых структур фильтров, удовлетворяющих нашим требованиям, с последующим выбором наиболее оптимальной структуры.

) Выбор усилителя из представленной элементной базы фирмы MiniCircuits, удовлетворяющего требованиям по сигналу с выхода фильтра и выходному сигналу.

3. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ

.1 Основные сведения о преобразователях частоты

Во многих радиотехнических приложениях используется функциональное преобразование сигналов: в радиопередающих устройствах производятся угловая модуляция несущей и преобразование частоты вверх; в радиоприемниках - преобразование спектра частот принятого сигнала вниз и демодуляция; нерезонансное умножение или деление частоты используется для упрощения технической реализации устройств формирования и обработки сигналов. Такие операции выполняются нелинейным узлом - смесителем (См) частот. Нелинейные преобразования сигналов сложны для анализа, поскольку на выходе кроме полезной составляющей, возникает множество продуктов комбинационного взаимодействия, взаимный уровень которых зависит от схемы См, от количества входных сигналов и соотношения их частот, от амплитуд каждого из них. Кроме того, возникает паразитная связь между каждой парой портов входа и выхода, что ухудшает функционирование радиосистемы. Как результат сложности этих явлений, номенклатура выпускаемых См очень широка, а их технически обоснованные характеристики заметно различаются.

.2 Основные требования к преобразователям частоты

Перечислим основные требования, предъявляемые ко всем преобразователям:

) Функция перемножения в преобразователе частоты должна выполняться максимально точно, т.е. преобразователь должен быть линейным для полезного сигнала. Это необходимо для снижения вероятности появления дополнительных каналов приема, уменьшения нелинейных искажений модуляции полезного сообщения и уменьшения уровней перекрестных и интермодуляционных помех.

) Цепи сигнала и гетеродина должны быть развязаны между собой. Если колебания сигнала будут проникать в цепь гетеродина, то может наблюдаться эффект затягивания гетеродина, при котором частота его колебаний будет смещаться в сторону частоты полезного сигнала. При проникновении колебаний гетеродина в цепь полезного сигнала могут возникнуть условия для появления дополнительных помех или излучения колебаний гетеродина в окружающее пространство.

) Колебания сигнала и гетеродина не должны проникать в тракт промежуточной частоты.

.3 Смесители частот

.3.1 Порты смесителей

На рис. 3.1 показаны порты См, где RF (Radio Frequency) - порт ВЧ-сигнала с частотой f_RF (порт сигнала радиочастоты), LO (Local Oscillator) - порт сигнала местного генератора (гетеродина) с частотой f_LO , IF (Intermediate Frequency) - порт сигнала промежуточной частоты f_IF . Если входные порты - IF и LO, а выходной - RF, то речь идет о преобразовании частоты вверх (upconverter). Если входные порты - RF и LO, а выходной IF, то См осуществляет преобразование частоты вниз (downconverter).

Рис. 3.1«Порты смесителя частот»

Схемы См могут быть пассивными, в которых в качестве нелинейных элементов применяются полупроводниковые диоды, и активными, в которых последовательно с одним или несколькими портами включены встроенные широкополосные усилители.

диодный смеситель сигнал фильтр

3.3.2 Общие свойства смесителей

В идеальном смесителе в спектре выходного RF-сигнала присутствуют только компоненты первого порядка с суммарной и разностной частотами f_LO±f_IF. Именно такой смеситель мы стремимся получить, но это невозможно ввиду принципа работы реальных смесителей. Рассмотрим, как функционирует реальный смеситель.

Схема небалансного См ВЧ-диапазона представляет собой соединенные в кольцо источники квазигармонических напряжений u_RF(t) и u_LO(t), диод и нагрузку. Вольт-амперная характеристика диода описывается экспоненциальной функцией:

i(e)=Sexp(α e),

где S - крутизна, e- напряжение на диоде, α - множитель нелинейности.

Если функцию представить в виде ряда:

i(e)=S[1+ αe+…+(1/n!) αⁿeⁿ+…],

а напряжение как сумму синусоидальных составляющих, у которых частоты f_LO и f_RF.

То после тригонометрических преобразований окажется, что в спектре тока диода присутствуют гармоники входных сигналов с кратными частотами и составляющие с комбинационными частотами:

f_IF=| ±mf_RF ±nf_LO | ,

где m и n - целые числа.

Также в токе См имеют место паразитные комбинационные компоненты высокого порядка, если в сигнале на выходе имеются гармонические составляющие с близкими частотами.

Мощность каждой компоненты зависит от схемы смесителя и нелинейно связана с амплитудами входных сигналов.

Чтобы избавится от нежелательных паразитных компонент в исследуемой схеме, после смесителя ставится полосно-пропускающий фильтр, выделяющий компоненту первого порядка с суммарной частотой. Тем самым мы приближаемся к желаемому идеальному смесителю, о котором говорилось ранее.

.3.3 Параметры смесителей

Смесители являются ключевым элементом преобразователей частоты в современных радиоприёмных устройствах. Рассмотрим основные свойства смесителей.

Смесители, которые выполняют функцию перемножения напрямую, обладают превосходными характеристиками, потому что они идеально воспроизводят только гармоники с комбинационными частотами. Одно, достаточно общее свойство таких смесителей то, что они сначала преобразуют входное напряжение в ток, а затем осуществляют перемножение токов. Реальные смесители сложны для анализа, и поэтому их эксплуатационные качества определяются множеством характеристик. Основные параметры смесителей, которые нужно учитывать при создании электронной аппаратуры, можно разделить на три группы: характеристики номинальных сигнальных параметров; коэффициенты передачи и паразитных связей; чувствительность к вариациям параметров входных сигналов и внешних воздействий.

Номинальные параметры.

) Диапазон рабочих частот по каждому из портов f_IF, f_RF, f_LO.

Смесители, как правило, применяются в приёмниках, работающих, начиная с очень низких частот до десятков гигагерц. Типичные серийно выпускаемые смесители имеют максимальную рабочую частоту от 100 МГц до 2,5 ГГц. Диапазон рабочих частот в значительной степени определяет конечный выбор типа смесителя.

) Динамический диапазон.

Это одна из наиболее важных технических характеристик смесителя. Значительный рост числа используемых передатчиков и наличие источников помех означает, что современные радиоприёмники, как правило, работают в жёстких условиях помех. Даже в случае, когда полезный сигнал имеет очень малый уровень, например, в спутниковых системах связи, от приёмника требуется, чтобы он сохранял работоспособность и характеристики в присутствии сильных мешающих сигналов. Нижний предел динамического диапазона смесителя определяется его коэффициентом шума, в то время как верхний предел определяется уровнями коэффициента передачи, интермодуляционных составляющих.

Мощность полезного P_RF и опорного P_LO сигналов. Значение мощностей указываются в децибелах по отношению к уровню 1мВт (дБмВт) для середины рабочего диапазона частот. Нелинейность амплитудной характеристики (см. рис. 3.2) смесителя P_IF (P_RF), снимаемая при одногармоническом сигнале на RF-входе, характеризуется уровнем 1-дБ компрессии (1-dB-Compression Point), т.е. мощностью входного сигнала P_-1дБ, при которой коэффициент передачи смесителя падает на 1 дБ по сравнению с малосигнальным значением. Динамический диапазон смесителя можно определить как разность между уровнем выходной мощности в точке P_-1дБ и уровнем мощности шума, измеренная в децибелах.

Динамический диапазон -это отношение:

,

где - максимальный уровень сигнала;- чувствительность (ограниченный уровень собственных шумов).

Очень часто оперируют параметров уровень IP3. Точкой IP3 на рис. 3.2 называют точку пересечения мощностей основного и ближайшего паразитного продуктов смешения.

«Амплитудные характеристики смесителя для полезных продуктов первого(q=1), третьего(q=3) и четвертого(q=4) порядков»

Рис. 3.2

) Гетеродинный (опорный) сигнал. Идеальный смеситель был бы нечувствителен ни к уровню гетеродинного сигнала, ни к уровням содержащихся в нём кратных гармоник, но в реальном случае параметры опорного гетеродина должны соответствовать параметрам смесителя. Пассивные двойные балансные диодные смесители требуют уровень гетеродина от +7 до +23 дБм. Активные смесители требуют уровень гетеродина в пределах от −20 до +30 дБм, в зависимости от применяемого типа. Отсюда следует, что разработка гетеродинного генератора самым тесным образом связана с отобранным типом смесителя.

) Коэффициент шума. На коэффициент шума влияет мощность опорного сигнала. Как правило, смесители имеют коэффициент шума в пределах от 6 до 20 дБ. Коэффициент шума пассивных смесителей численно равен потерям преобразования. Коэффициент шума активных смесителей зависит от конфигурации схемы и типов применяемых в ней элементов. Общепринято, но вовсе не обязательно, перед первым смесителем включать малошумящий усилитель для снижения коэффициента шума приёмника в целом.

Коэффициенты передачи при номинальном уровне.

Коэффициент передачи. Доступность готовых усилителей, перекрывающих различные участки частотного диапазона, снимает требование наличия у смесителя какого-либо усиления. Кроме того, избыточное усиление смесителя может отрицательно сказаться на динамическом диапазоне системы в целом. В большинстве случаев, наличие больших вносимых потерь преобразования смесителя также нежелательно, особенно при применении пассивных смесителей. Активные смесители обеспечивают коэффициент передачи в диапазоне от −1 до +17 дБ, в то время как пассивные смесители имеют типовое значение потерь преобразования от 5,5 до 8,5 дБ.

В качестве коэффициентов передачи часто используют:

) Коэффициент преобразования С_R-I. Часто этот параметр активного смесителя обозначают как коэффициент усиления (Conversion Gain) С_G, а пассивного См - как коэффициент потерь(Conversion Loss) С_L.

) Иногда фирмы-производители указывают такие параметры, как коэффициент подавления сигнала опорной частоты; уровень подавления мощности зеркальной полосы частот и уровень подавления гармоник опорного сигнала, определяющие уровни мощности нежелательных продуктов преобразования по сравнению с полезной мощностью.

) Согласование импедансов. Все три порта смесителя должны быть согласованы с соответствующим трактом. В активных смесителях в результате рассогласования обычно снижается коэффициент усиления. Пассивные смесители особенно чувствительны к рассогласованию по выходу промежуточной частоты, в результате чего получаются большие потери преобразования и больший уровень паразитных продуктов преобразования.

Чувствительность к вариациям параметров внешней среды и входных сигналов оценивается диапазоном рабочих температур в градусах Цельсия, в пределах которого С_R-I изменяется не более, чем на ±1 дБ.

Не менее важными параметрами являются простота разработки и реализации. Достаточно сложные системы трудно как разрабатывать, так и изготавливать. Применение меньшего числа компонентов снижает стоимость системы, увеличивает надёжность, облегчает техническое обслуживание и требует меньшего количества запасных частей. Зато очень сложный проект приводит к значительному удорожанию оборудования, поэтому разработчики должны стремиться к получению максимальных характеристик при минимуме используемых компонентов.

В современной аппаратуре можно обнаружить множество смесительных каскадов. Они известны как устройства, которые, при подаче на них сигналов двух частот, дают дополнительные сигналы, равные по частотам сумме и разности подаваемых на смеситель сигналов. Одна из вновь образованных компонент выделяется настроенным полосовым фильтром (резонансным контуром) и подаётся для обработки далее. Не следует забывать, что остальные компоненты, как входные, так и полученные, также, присутствуют в той или иной степени в выходном сигнале смесителя, они никуда не исчезли, а просто были уменьшены по амплитуде при селекции. Следует отметить, что входные сигналы, будучи поданными на нелинейное устройство, каким является смеситель, образуют собственные гармоники, которые тоже взаимодействуют, как между собой, так и с исходными сигналами, подаваемыми на смеситель, получаемые суммарные и разностные сигналы, взаимодействуют как друг с другом, так и с исходными сигналами, их гармониками и комбинационными сигналами, полученными в результате взаимодействия уже вторичных сигналов: каждый сигнал взаимодействует с каждым, давая всё новые и новые частоты, так что на выходе нелинейного смесителя присутствует целый спектр частот с разными амплитудами. Следовательно, задача конструктора заключается в подавлении входных сигналов (балансное смешение по входу). Двухбалансные схемы с резонансными элементами на выходе способствуют той или иной степени подавления нежелательных выходных сигналов смесителя.

.3.4 Типы смесителей

Диодные преобразователи частоты применяются почти во всех приемных устройствах СВЧ-диапазона благодаря малому уровню шумов и способности работать на очень высоких частотах.

) Небалансный смеситель. Практически не применяют, так как не обеспечивает приемлемой развязки между портами, а мощность полезного сигнала зависит от уровней как входного, так и опорного сигналов.

) Однократно балансный смеситель. Двухдиодный балансный смеситель обеспечивает балансировку по LO-порту, так что амплитудная нестабильность опорного источника не сказывается. За счет высокой симметрии обмоток трансформатора и диодной пары нежелательное прохождение сигнала гетеродина на выход снижается на 20-30 дБ. Благодаря встречному включению диодов компенсируются паразитные интермодуляционные продукты четного порядка и уменьшается влияние нестабильности мощности P_LO на коэффициент преобразования RF-IF. Такая схема находит применение в недорогих См .

) Смеситель с двойной балансировкой. Часто называют кольцевым. На рис. 3.3 изображен двойной балансный смеситель с трансформаторами и диодным кольцом (4 диода могут быть соединены кольцом или звездой).

Рис. 3.3«Двухбалансный смеситель»

На IF-выходе этой схемы компенсируются комбинационные продукты четного порядка. Рабочий диапазон частот ограничен симметрией трансформаторов и их коэффициентом перекрытия по частоте. Все выводы смесителя фактически изолированы друг от друга. При выполнении диодных колец внутри интегральной схемы, удается достичь очень хорошего их согласования и симметрии, так как диоды изготавливаются из одного и того же материала, на одной подложке, имеют одинаковые параметры. Такие структуры являются сбалансированными и по гетеродинному и по радиочастотному входам.

.3.5 Преимущества двойных балансных диодных смесителей

Преимуществами таких смесителей являются:

1)      повышенная линейность, больший динамический диапазон устройства;

) сигналы РЧ и гетеродина на выходе подавляются;

) на выходе смесителя подавляются комбинационные продукты сигналов гетеродина и РЧ четных порядков;

) хорошая взаимная изоляция портов смесителя.

.3.6 Недостатки двойных балансных диодных смесителей

Кроме достоинств, которыми руководствуемся при выборе типа смесителя, мы должны принять во внимание и недостатки, так как, зная с чем бороться, мы легче сможем устранять проблемы в работе схемы.

Выделяют следующие основные недостатки:

) использование двух симметрирующих РЧ трансформаторов, являющихся технологически сложными элементами, и в силу этого затруднена реализация таких структур смесителей в интегральных структурах;

) реальный диапазон рабочих частот ограничен достигаемой технологической симметричностью РЧ трансформаторов;

) необходимо применять полупроводниковые компоненты с идентичными характеристиками.

3.4 Выбор смесителя для работы в блоке формирования сигналов вспомогательного гетеродина

Сегодня на рынке радиокомпонентов представлен широкий ассортимент смесителей. В своей работе воспользуемся каталогом иностранной фирмы MiniCircuits.

Требуется смеситель, который рассчитан на входную мощность 10 мВт, входную частоту 350-400 МГц, канал от местного перестраиваемого гетеродина, рассчитанный на частоты 2600-2650 МГц, и чтобы смеситель был рассчитан на то, что на выходе образовывался бы сигнал 3000 ГГц. То есть это должен быть смеситель с преобразованием частоты вверх.

Выбор частотного смесителя производился из моделей поверхностного монтажа, которые производят преобразование частоты вверх. Я выбрала модель SIM-U432H+ с параметрами, которые подробнее разобраны в Приложении 1.

Особенностями это смесителя являются низкий коэффициент потерь около 6 дБ на 3 ГГц, высокий уровень IP3 26дБм, хорошая развязка портов, то, что смеситель выполнен из керамики, а также его малый размер. Немаловажным параметром является стоимость смесителя - около 350 рублей.

4. ФИЛЬТРЫ СВЧ

.1 Основные положения о фильтрах

Фильтр - электрическое устройство, в котором из спектра поданных на его вход электрических колебаний выделяются (пропускаются на выход) составляющие, расположенные в заданной области частот, и не пропускаются все остальные составляющие. Фильтры используются в системах многоканальной связи, радиоустройствах, устройствах автоматики, телемеханики, радиоизмерительной техники - везде, где передаются электрические сигналы при наличии других (мешающих) сигналов и шумов, отличающихся от первых по частотному составу. Область частот, в которой лежат составляющие, пропускаемые (задерживаемые) электрическим фильтром, называют полосой пропускания (полосой запирания или задерживания). Фильтрующие свойства количественно определяются относительной величиной вносимого им затухания в составляющие спектра электрических колебаний: чем больше различие затуханий в полосе запирания и полосе пропускания, тем сильнее выражены его фильтрующие свойства. По виду кривой зависимости затухания от частоты (по взаимному расположению полос пропускания и задерживания) различают следующие типы фильтров: нижних частот (ФНЧ), пропускающие колебания с частотами не выше некоторой граничной f_В и задерживающие колебания с частотами выше f_В, верхних частот (ФВЧ), в которых, наоборот, пропускаются колебания с частотами выше некоторой f_Н и подавляются колебания ниже этой границы; полосно-пропускающие (ППФ), или полосовые, выделяющие колебания только в конечном интервале частот от f_В до f_Н, полосно-задерживающие (ПЗФ), иначе режекторные фильтры, обратные ППФ по своим частотным характеристикам.

Конструкция фильтров, технология их изготовления, а также принцип действия определяются прежде всего рабочим диапазоном частот и требуемым видом частотной характеристики. Фильтрами называют пассивные четырехполюсники, которые осуществляют передачу сигналов в согласованную нагрузку в соответствии с заранее заданной частотной характеристикой. В данной работе мы имеем дело с диапазоном сверхвысоких частот (СВЧ), поэтому рассматривать будем только фильтры СВЧ.

В технике сверхвысоких частот фильтры реализуют на основе отрезков линий передачи (коаксиальных кабелей, полосковых линий, металлических волноводов), являющихся по существу распределёнными колебательными системами. В диапазоне 100 МГц - 10 ГГц применяют гребенчатые, шпилечные, встречно-стержневые, ступенчатые фильтры из полосковых резонаторов.

Волноводные фильтры находят применение в сантиметровом диапазоне частот, где их габариты оказываются конструктивно приемлемыми. Коаксиальные фильтры чаще всего применяются в дециметровом и метровом диапазонах. Полосковые фильтры применяются в сантиметровом и дециметровом диапазонах.

Идеальным фильтром называется четырехполюсник, модуль коэффициента передач которого |S₂₁| равен единице на всех частотах, образующих его полосу пропускания, и равен нулю на частотах, образующих полосу запирания. На практике фильтры характеризуются вносимым затуханием (выражается чаще в децибелах):

L_A=-20lg|S₂₁|

На рис. 4.1 мы можем увидеть зависимость коэффициента мощности от частоты, связанного с коэффициентом передачи следующим выражением:

G=|S₂₁|²

а) фильтр нижних частот; б) фильтр полосно-пропускающий; в) фильтр высоких частот; г) фильтр режекторный.

Рис. 4.1«Характеристики усиления идеальных фильтров»

В полосе пропускания идеального фильтра L_A=0, а в полосе запирания L_A= ∞.В идеальных фильтрах в полосе запирания мощность, поданная на вход, не проходит на выход. Она либо отражается от входа (фильтры отражающего типа), либо поглощается в элементах фильтра (фильтры поглощающего типа). Заметим, что полная величина потерь, вносимых фильтром, складывается из тепловых потерь и потерь, вызванных отражением части энергии от его входа.

Фильтры отражающего типа для уменьшения тепловых потерь делают на реактивных элементах, параметры которых подобраны так, чтобы в полосе пропускания (ПП) отражения не было, а в полосе запирания (ПЗ) мощность практически полностью отражалась от входа.

4.2 Основные сведения о синтезе эквивалентных схем фильтров

Синтез фильтров обычно включает два основных этапа: первый - зная исходные данные, синтезируют эквивалентную схему фильтра, состоящую из реактивных элементов с сосредоточенными параметрами; второй - проводят реализацию синтезированной эквивалентной схемы, заменяя сосредоточенные индуктивности и емкости отрезками линий передачи, реактивными стержнями и другими неоднородностями в линии передачи.

В технике СВЧ широко применяются так называемые лестничные отражающие фильтры. Эквивалентные схемы таких фильтров совпадают со схемой лестничных фильтров, используемых на низких частотах и выполняемых из L- и C - элементов с сосредоточенными параметрами.

Рассмотрим синтез эквивалентной схемы ФНЧ, выполненной по лестничной схеме. Такая схема, состоящая из n элементов L и С, показана на рис. 4.3

Рис. 4.2«Вариант фильтра - прототипа и его дуальная схема»

Чаще всего главное значение имеет АЧХ фильтра, но идеальную амплитудно-частотную характеристику для ФНЧ получить с помощью схемы, имеющей конечно число элементов, невозможно. Поэтому обычно используют более приемлемый способ задания требований к АЧХ: в ПП величина вносимого затухания не должна превышать заданную величину, а в ПЗ вносимое затухание должно быть больше заданной величины в данной полосе. Далее указанную идеализированную АЧХ аппроксимируют какой-либо функцией.

Чаще всего на практике используют максимально плоскую (Баттерворта) и чебышевскую характеристики.

Характеристика Баттерворта.

В полосе пропускания амплитудная характеристика максимально плоская и почти не зависит от частоты, то есть она максимально приближена к идеальной, но крутизна в переходной полосе слишком мала для нашего случая, т.к. фильтр узкополосный, а в данном случае слишком велика длительность переходных процессов, хотя она уменьшается с увеличением числа элементов в схеме n.

Характеристика Чебышева.

В полосе пропускания АЧХ имеет осциллирующий характер с неизменной амплитудой осцилляций. Крутизна АЧХ в переходной полосе увеличивается также увеличением элементов в схеме. Но основное преимущество чебышевских фильтров по сравнению с максимально плоскими - меньшее число элементов в схеме при одинаковых значениях вносимых затуханий в полосах ПЗ и ПП и частот среза и запирания.

Следовательно, при моделировании фильтра будет использоваться именно чебышевская характеристика аппроксимации, а расчет полосно-пропускающего фильтра будем осуществлять, используя фильтр-прототип нижних частот, ведь при замене АЧХ фильтра-прототипа она переходит в АЧХ полосового фильтра (рис. 4.3.).

Рис. 4.3«Вариант эквивалентной схемы полосно-пропускающего фильтра»

.3 Теория расчета узкополосных фильтров с минимальными потерями в середине полосы пропускания и заданным затуханием в полосе запирания

В различных практических случаях требуются узкополосные фильтры с возможно меньшими потерями в середине полосы пропускания и заданным высоким затуханием на некоторой частоте полосы запирания. Обычно в диапазоне СВЧ ширина полосы сигнала мала по сравнению с несущими частотами. Примерный вид зависимости потерь от частоты полосового узкополосного фильтра можно увидеть на рис. 4.4.

Рис. 4.4«Зависимость затухания от частоты»

Рассматриваемые фильтры обладают достаточно узкой полосой пропускания, поэтому вне зависимости от структуры применяемых резонаторов и связей будет справедливо упрощенное частотное преобразование:

, (4.1)

где

 (4.2)

, (4.3)

где f₀ - центральная (средняя) частота, f₂ - верхняя частота полосы пропускания, f₁- нижняя частоты полосы пропускания.

Все входящие в формулы (4.1) - (4.4) изображены на рисунке см. рис. 4.4.

В формуле (4.1) величина  представляет собой относительную ширину полосы пропускания, соответствующую полосе прототипа с граничной частотой ω₁’.Значение имеет также относительная ширина полосы _S, в пределах которой затухание должно достигнуть заданного высокого уровня (L_A)_S (см. рис. 4.4). Затухание (L_A)₀ в середине полосы должно быть сведено к минимуму.

Многие расчеты, основывающиеся на прототипах нижних частот, приводят к таким конструкциям полосно-пропускающих фильтров, у которых затухание (L_A)₀ равно нулю, если нет потерь в резонаторах фильтра. Но когда в расчете учтены неизбежные потери в резонаторах, затухание (L_A)₀ всегда будет не равно нулю. При этих условиях фильтры с одинаковыми величинами _S для заданного затухания могут иметь значительно отличающиеся друг от друга затухания в середине полосы (L_A)₀ .

После длительных исследований было найдено для общего случая произвольного числа резонаторов, что малую величину (L_A)₀ можно получить, если фильтр рассчитать из прототипа нижних частот (см. рис. 4.2) со следующими параметрами:

g₀= g₁= g₂=…= g_n= g_n+1=1 (4.5 а)

ω₁’=1 (4.5 б)

Следует отметить, что эти обозначения имеют следующий смысл:

g_k, где k=1…n - индуктивность последовательной катушки или емкость параллельного конденсатора;

g₀ - сопротивление генератора R^’₀, если g₁= C^’₁, или проводимость генератора G^’₀ , если g₁= L^’₁;

g_n+1 - сопротивление нагрузки R^’_n+1, если g_n= C^’_n, или проводимость нагрузки G^’_n+1, если g_n= L^’_n.

Приведем несколько уравнений, помогающихпонять, как рассчитывать фильтры.

Выражение для оценки влияния потерь рассеяния в прототипах нижних частот при =0:

 , дБ, (4.6)

где d_k= ₁ /Q_{k ,}

d_k - параметр, именуемый, как коэффициент рассеяния,

Q_k - добротности k-ых элементов, под которыми будем понимать добротности элементов фильтров нижних частот на частоте среза ₁, определяемые выражениями:

Q_k=₁ * L_k/ R_k или Q_k=₁ * С_k/ G_k ,

где R_k - паразитное сопротивление катушки (индуктивности L_k);

G_k - паразитная проводимость конденсатора (емкости С_k).

Из выражения (4.5) следует, что для фильтров, которые рассчитаны на основе элементов прототипа, потери в середине полосы приблизительно равны:

, (4.7)

где Q_u - ненагруженная добротность резонаторов,

n - число реактивных элементов, порядок резонатора.

В данном случае величина  практически равна величине  в выражении (4.6), так как этот тип фильтра идеально согласован в середине полосы при отсутствии потерь и близок к согласованию при их наличии.

В выражении (4.7) величина  представляет собой относительную ширину полосы пропускания, соответствующую полосе прототипа с граничной частотой ₁’.

Однако для задания рабочих требований полезнее в нашем случае взять относительную ширину полосы _S .

В приближенном расчете затухания прототипов в полосе запирания ученый Кон дал удобную формулу для вычисления затухания фильтров нижних частот в полосе запирания. Но предполагается, что реактивные сопротивления последовательных индуктивностей значительно больше реактивных сопротивлений параллельных конденсаторов. Представленная с помощью системы обозначений для элементов фильтров-прототипов НЧ формула Кона имеет вид:

L_A=20lg[(w)ⁿ(g₁ g₂ g₃,…, g_n)] - 10lg(4/ g₀ g_n+1) , дБ

где g₀ g₁ g₂,…, g_n+1 - значения элементов прототипа см.рис. 4.2.

w - частота в радианах, которая для получения высокой точности должна быть в несколько раз выше граничной частоты фильтра - прототипа.

Мы можем записать приближенную формулу, которая связывает  и _S:

_S/≈ antilg [((L_A)_S+6,02 )/(20n)] (4.8)

Здесь (L_A)_S - измеряется в децибелах.

Если объединить выражения (4.7) и (4.8), то тогда мы можем получить приближенную формулу для расчета величины затухания в полосе пропускания:

(L_A)₀≈ {4,343 n antilg[((L_A)_S+6,02 )/(20n)]}/{ _S Q_u}, дБ (4.9)

На рис. 4.5 приведены графики для различных значений (L_A)_S. Величина _SQ_u(L_A)₀ представлена в функции от числа резонаторов n. Таким образом, для данных значений относительной ширины полосы и ненагруженной добротности ордината кривой пропорциональна величине потерь в середине полосы. По этому графику можно легко определить оптимальное число резонаторов, необходимое для получения минимального затухания в полосе пропускания. Но вследствие допущенных приближений этот график можно использовать лишь при малых значениях n, так как далее характеристика отклоняется от истинного значения.

Рис. 4.5«График для определения характеристик полосно-пропускающих фильтров»

5. РЕАЛИЗАЦИЯ ЭКВИВАЛЕНТНЫХ СХЕМ ФИЛЬТРОВ СВЧ

.1 Вводная часть

В диапазоне СВЧ обычно фильтры строят из элементов с распределенными параметрами. Синтезировав эквивалентную схему фильтра, выполняют второй этап проектирования - реализуют данную схему. Так сделано и в данной работе.

Существуют различные модели построения полосовых фильтров на СВЧ: шпилечный, встречно-штыревой, гребенчатый, на парах параллельных полуволновых резонаторах и другие.

Фильтры моделировались на микрополосковых линиях, потому что они имеют меньшие габариты и массу, чем волноводные и коаксиальные фильтры, позволяют использовать при их изготовлении современную технику печатных схем, их удобно монтировать и комбинировать, а также имеют относительно низкую стоимость. Но у таких фильтров есть и ряд недостатков: не очень хорошие характеристики, добротность (150-260) ниже, чем у волноводных (11000-14000) и коаксиальных (1500-3000) резонаторов. Если сравнивать параметры передающих линий в СВЧ - диапазоне, то можно заметить, что по мере уменьшения габаритов линий погонные потери в них растут, а добротность стремительно уменьшается. Но недостаток полосковых систем СВЧ не мешает их внедрению и использованию, тем более что на сегодняшний день элементы на полосковых линиях составляют преобладающую часть элементной базы СВЧ.

.2 Расчет фильтра

В техническом задании нам задан уровень затухания в полосе запирания для фильтра. Для того, чтобы смоделировать полосовой фильтр максимально близким к желаемому, нам требуется найти затухание в полосе пропускания. Воспользуемся приближениями, которые были описаны в пункте 4.3.

) Построим идеальную АЧХ фильтра (рис. 5.1), к которой мы хотим максимально приблизить АЧХ нашего смоделированного фильтра.

Рис. 5.1«Идеальная характеристика передачи фильтра»

) Рассчитаем центральную частоту:

f₀=(3050+2950)/2=3000 МГц

) Найдем относительную ширину полосы пропускания:

ω= (3050-2950)/3000 = 0,033

) Относительная ширина полосы _S, в пределах которой затухание должно достигнуть заданного высокого уровня (L_A)_S, находится по формуле :

ω_S= (3200-2800)/3000 =0,133

) Определяем какое количество резонаторов потребуется в фильтре для выполнения требований ТЗ.

Знаем, что затухание в пределах относительной ширины полосы _S (L_A)_S=40дБ по техническому заданию, ω и ω_S были вычислены выше, поэтому из формулы (4.8) можно найти выражение для нахождения n.

=(40+6,02)/20lg(0,133/0,033) =3,8

Округлим до n=5, чтобы было нечетное количество резонаторов для согласования фильтра по входу и выходу.

6)      Рассчитаем потери в середине полосы по формуле

(L_A)₀≈ {4,343 n antilg[((L_A)_S+6,02 )/(20n)]}/{ _S Q_u}, дБ

(L_A)₀=(4,343*5*10^((40+6,02)/20*5)/(0,133*200)=2,36 дБ

Если же смотреть по графику на рис. 4.5, (L_A)₀=2,37 дБ

Теперь у нас есть все параметры для задания необходимой характеристики фильтра в программе Microwave Office.

.3 Моделирование фильтров на микрополосковых линиях в программном пакете MWO

При моделировании в среде Microwave Office используется AWR Filter Synthesis Wizard, функция, которая по заданным пользователем параметрам строит структуры некоторых фильтров. Далее после начального приближения, которое задает программа, начинается ручная подстройка - так как надо получить резонанс на средней частоте 3 ГГц. Если получившиеся характеристики не удовлетворяют разработчика, то используется компьютерная оптимизация, которая, после ввода требуемых границ для каждой из характеристик, помогает получить желаемые графики или максимально близко приблизиться к ним.

Для начала выбирается, какой фильтр нужен: ППФ (bandpass), далее определяем вид аппроксимации частотной характеристики - чебышевская характеристика, потом вводим порядок фильтра (5) и полосу пропускания, которую задаем от 2,95 до 3,05 ГГц и ещё несколько параметров. Параметры у меня следующие - сам полосок - проводник делаем из алюминия, а диэлектрическую подложку будем выполнять из керамики с относительной диэлектрической проницаемостью 9,8.

f=3 ГГц

λ=c/f=3*10⁸/3*10⁹=0,1 м=100 мм

Длина волны в диэлектрике:

λ₀= λ/ε^0,5=100/9,8^0,5=34, 9438 мм

λ₀/4=7,986=8 мм

Будем рассматривать конструкции фильтров, которые может смоделировать AWR Filter Synthesis Wizard, и одновременно, изменяя каким-либо способом ту или иную конструкцию, будем смотреть, оптимальный ли фильтр предложен нам ЭВМ или есть варианты более выигрышных конструкций.

5.4 Фильтр с параллельно связанными полуволновыми резонаторами

Есть 2 варианта построения такого фильтра. Например, полосковый фильтр с n параллельно связанными резонаторами, короткозамкнутыми на обоих концах, длина которых равна половине длины волны на центральной частоте полосы пропускания или можно считать, что фильтр состоит из n+1 связанных линий, длиной в четверть длины волны (рис. 5.6 и рис. 5.7). Аналогичный фильтр можно построить с резонаторами, разомкнутыми на концах (рис. 5.2 - 5.5). Руководством в выборе фильтра на резонаторах с КЗ или XX может послужить лишь способ изготовления, так как эти фильтры могут иметь идентичные характеристики.

Рис. 5.2«Схема фильтра с параллельно связанными полуволновыми резонаторами, свободными на концах»

Определим роль компьютерной оптимизации. На рис. 5.3 представлены характеристики, которые нам были выведены сразу после синтеза фильтра.

Видно, что параметры выбраны не оптимально, т.к. ожидаемого результата не получилось.

Используя же компьютерную оптимизацию, мы доводим характеристики до нужного вида, их можно наблюдать на рис. 5.4

Рис. 5.3«Коэффициент передачи и коэффициент отражения фильтра до оптимизации»

Рис. 5.4«Коэффициент передачи и коэффициент отражения фильтра после оптимизации»

Получилось, что S₂₁=-1,39 дБ и S₁₁=-29,3 дБ на частоте 3 ГГц.

Чтобы определить какие геометрические размеры будут у фильтра - смотрим рис. 5.5

Рис.№.5.5«Топологическая схема фильтра»

Недостатком данной структуры является её протяженность около 57 мм в длину и около 10 мм в ширину.

Фильтры с параллельно связанными микрополосковыми резонаторами обладают радом достоинств: разомкнутые на концах резонаторы технологически удобны в печатном исполнении, габариты фильтров наименьшие в классе планарных полосковых фильтров, фильтры удобны как элемент микрополосковых интегральных схем.

Рассмотрим дуальную схему, которую надо строить вручную. Определим, какие различия могут быть у них.

Рис. 5.6«Схема фильтра с параллельно связанными полуволновыми резонаторами, короткозамкнутыми на концах»

Рис. 5.7«Коэффициент передачи и коэффициент отражения фильтра»

Получилось, что S₂₁=-1,44 дБ и S₁₁=-22,38 дБ на частоте 3 ГГц.

Схема для изготовления получилась по структуре такой же, но чуть подлиннее около 58,5 мм.

Различие этих схем, как отмечалось выше, состоит в короткозамкнутых или свободных концах. В данной структуре конструктивно легче выполнять свободные концы, чем короткозамкнутые, т.к. при выполнении КЗ придется проделывать отверстия в диэлектрике, которые нарушат структуру поля, и что отрицательно скажется на характеристиках.

.5 Фильтр со встречно-штыревым включением резонаторов

Полосно-пропускающие фильтры на встречных стержнях состоят из отрезков полосковых линий (стержней), короткозамкнутых на одном конце, разомкнутых на другом и расположенных параллельно друг другу так, что их короткозамкнутые и разомкнутые концы чередуются. Длина стержней равна четверти длины волны в диэлектрике. Структура на рис. 5.8, параметры на рис. 5.10, а топологическую структуру можно посмотреть на рис. 5.11.

На рис. 5.9 можно наблюдать график характеристик, который был выведен по окончанию синтеза фильтра. Сразу можно сказать, что подобные коэффициенты никуда не годятся, поэтому здесь неизбежно нужно использовать оптимизацию. Графики после оптимизации изображены на рис. 5.10. Сравнивая эти два рисунка можно наблюдать поразительную разницу между ними, что говорит о безоговорочной пользе компьютерной оптимизации. В дальнейшем будем приводить графики только для фильтров, уже прошедших оптимизацию.

Рис. 5.8«Схема фильтра со встечно-штыревым включением резонаторов»

Рис. 5.9«Коэффициент передачи и коэффициент отражения фильтра до оптимизации»

Рис. 5.10«Коэффициент передачи и коэффициент отражения фильтра после оптимизации»

Рис. 5.11«Топологическая схема фильтра»

Фильтр прост в производстве, что является существенным преимуществом перед другими, сложно выполняемыми фильтрами. Размеры топологии 11,3 мм по ширине и по высоте - 9,44 мм. Достаточно компактный фильтр, но есть недостатки: это поднятие характеристики коэффициента передачи на ВЧ, в то время, когда именно на высоких частотах затухание данной характеристики должно быть максимально, а также плохое затухание на НЧ. Но недостатки на более низких частотах, потом можно будет убрать добавлением ещё одно фильтра, если такие меры буду необходимы.

Рассмотрим структуру, которую нам не позволяет строить AWR Filter Synthesis Wizard, чуть отличающуюся от предыдущей, так как до холостого хода мы удлинили расстояние. Получившиеся схему, графики и топологию посмотрим на рис. 5.12 - 5.14.

Рис. 5.12«Схема фильтра со встречно-штыревым включением резонаторов»

Рис. 5.13«Коэффициент передачи и коэффициент отражения фильтра»

Рис. 5.14«Топологическая схема фильтра»

Площадка, которую занимает получившаяся топология, имеет размер около 11,6 мм по ширине и 11,8 мм по высоте.

В данном случае изменения не принесли каких-либо особых положительных изменений.

.6 Гребенчатый фильтр

Резонаторы в гребенчатом фильтре обычно в длину меньше четверти длины волны. Проводящие линии с одной стороны заземлены, а с другой или имеют открытый конец, или конец с емкостью перед заземлением. Главным достоинством таких фильтров является их компактность. И характеристики, в общем случае, удовлетворяют требованиям. Рассмотрим все структуры.

Фильтр со схемой на рис. 5.15 и характеристиками на рис. 5.16 имеет следующие размеры топологии (рис. 5.17) - ширина:11,9 мм, высота: 9,6 мм.

Рис. 5.15«Схема гребенчатого фильтра»

Рис. 5.16«Коэффициент передачи и коэффициент отражения фильтра»

Рис. 5.17«Топологическая схема фильтра»

Конструкция второго типа с емкостями на концах проводящих линий изображена на рис. 5.18 - 5.20.

Рис. 5.18«Схема гребенчатого фильтра»

Рис. 5.19«Коэффициент передачи и коэффициент отражения фильтра»

Рис. 5.20«Топологическая схема фильтра»

Размеры: по горизонтали - 12,12 мм, по вертикали - 4, 35 мм.

Ещё один вариант гребенчатого фильтра на рис. 5.21 - 5.23.

Рис. 5.21«Схема гребенчатого фильтра»

Рис. 5.22«Коэффициент передачи и коэффициент отражения фильтра»

Рис. 5.23«Топологическая схема фильтра»

Размеры: ширина - 12,78 мм, высота - 9,52 мм.

5.7 Фильтр на четвертьволновых проводящих шлейфах

Особенностью является построение конструкции из отрезков проводящих линий в четверть длины волны, разделенных проводящими отрезками. В процессе оптимизации длины шлейфов меняются, некоторые из них достигают полдлины волны. Конструкция, которую предлагает AWR Filter Synthesis Wizard, и её характеристики см. рис. 5.24 - 5.26.

Опять рассмотрим несколько конструкций.

Рис. 5.24«Схема фильтра на четвертьволновых проводящих шлейфах»

Рис. 5.25«Коэффициент передачи и коэффициент отражения фильтра»

Рис. 5.26«Топологическая схема фильтра»

,45 мм на 24 мм - это размеры топологической модели на рис. 5.26.

Постоим аналогичную структуру, но с разомкнутыми шлейфами на конце (рис. 5.27 - 5.29). AWR Filter Synthesis Wizard не строит такой вариант.

Рис. 5.27 «Схема фильтра на четвертьволновых проводящих шлейфах»

Рис. 5.28«Коэффициент передачи и коэффициент отражения фильтра»

Рис. 5.29«Топологическая схема фильтра»

,5 мм на 21 мм - это размеры топологической модели на рис. 5.29.

В результате, вторая структура на шлейфах имеет меньшие размеры и ничем не уступает по характеристикам, а сделать её конструктивно легче.

.8 Шпилечный фильтр

Шпилечный фильтр представляет собой полуволновые проводящие линии, согнутые в виде шпильки или буквы U. Формируют фильтр с помощью «шпилек», повернутый относительно соседних на 180°. Связь между концами соседних резонаторов считается сильнее связи между концами одного резонатора, но эта слабая связь на высоких частотах все равно учитывается.

Рассмотрим сначала идеальный фильтр-шпильку на рис. 5.30 с характеристиками на рис. 5.31.

Рис. 5.30«Схема идеального шпилечного фильтра»

Рис. 5.31«Коэффициент передачи и коэффициент отражения фильтра»

Реальная же схема (рис. 5.32) получается очень сложной не только в исполнении, но и в настройке. Поэтому на оптимизацию уходит достаточно долго времени.

Следовательно, и характеристики (рис. 5.33) получаются не слишком хорошими.

Рис. 5.32«Схема реального шпилечного фильтра»

Рис. 5.33«Коэффициент передачи и коэффициент отражения фильтра»

Размеры же данного фильтра оставляют желать лучшего.

Так как некоторые структуры из вышерассмотренных удовлетворяют не всем требованиям, то нужно убедится в том, что эти фильтры наиболее оптимальные. Для этого выберем несколько структур СВЧ-фильтров, которые представлены в [2].

.9 Структуры фильтров, которые не моделируются AWR Filter Synthesis Wizard

В первой структуре длины как шлейфов, так и линий между шлейфами колеблются между четвертью и половиной длины волны (рис. 5.34). характеристики изображены на рис. 5.35.

Рис. 5.34«Схема фильтра»

Рис. 5.35«Коэффициент передачи и коэффициент отражения фильтра»

Рис. 5.36«Топологическая схема фильтра»

Размеры площадки, которую занимает топология, изображенная на рис. 5.36 - 84,8 мм по ширине и 37 мм по высоте.

Рассмотрим другую структуру (рис. 5.37 - 5.38)

Рис. 5.37«Схема фильтра»

Рис. 5.38«Коэффициент передачи и коэффициент отражения фильтра»

Топологическая структура фильтра аналогичная структуре на рис. 5.36, но размеры имеет поменьше ширина - 79 мм и высота - 37 мм.

5.10 Основные выводы по выбору фильтра

В пунктах с 5.4 по 5.9 было рассмотрено множество структурных схем полосно-пропускающих фильтров. При выборе наиболее удачного фильтра стоит задача оптимального выбора между качеством фильтрации и размером фильтрующего устройства.

Наиболее оптимальными в смысле комбинации качества и размера являются встречно-штыревые фильтры и гребенчатые. Они обладают наименьшими размерами из всех рассмотренных структур и их характеристики удовлетворяют всем требованиям по затуханию и передаче.

После проведенных исследований, можно сказать, что функция компьютерной оптимизации - один из самых эффективных методов в разработке и настройке фильтров, её использование дает, по сравнению с ручной настройкой, быстрый и вполне удовлетворительный результат. От пользователя требуется задать границы, в пределах которых может изменяться тот или иной параметр. Это экономит время и увеличивает производительность, что немало важно в наше время.

Также не стоит пренебрегать построением фильтров вручную, т.е. без использования AWR Filter Synthesis Wizard. Это помогает разобраться в структурах фильтров и их различных комбинациях. Также некоторые изменения в структуре, построенной компьютером, иногда приводят к улучшениям, как в характеристиках, так и в размерах фильтров. Так вышло с фильтрами на шлейфах. Компьютером была предложена структура с короткозамкнутыми шлейфами, но, построив фильтр со свободными шлейфами на концах, мы получили такие же характеристики, но размеры топологии заметно уменьшились.

6. ВЫБОР УСИЛИТЕЛЯ ДЛЯ СХЕМЫ

Усиление колебаний может осуществляться как до преобразования частоты, так и после. В нашем случае усиление происходит после поднятия частоты до 3 ГГц. На СВЧ применяют усилители на полевых и биполярных транзисторах, на туннельных диодах, параметрические и квантовые. В усилителях вместе с усилением обеспечивается и частотная селективность. Для этого усилители содержат резонансные цепи. К основным параметрам и свойствам усилителей можно отнести: коэффициент усиления, селективность, коэффициент шума, искажение сигнала и устойчивость, т.е. способность усилителя сохранять в процессе эксплуатации основные свойства и характеристики.

Рассчитаем, какой коэффициент усиления нам потребуется. По графикам найдем потери смесителя (Conversion Loss) на средней частоте (3 ГГц):

Loss=6 дБ

Модно записать, что коэффициент передачи смесителя в децибелах:

Р_ВХ.=6 дБ

Мы знаем входную мощность сигнала, она нам задана техническим заданием:

Р_ВХ.=10 мВт=10 дБм

Тогда мощность сигнала на выходе смесителя будет равна:

Р_ВЫХ.СМ.= 10-6=4 дБм

К_Ф.=-2,36 дБ

Мощность с выхода смесителя является мощностью входного сигнала для фильтра, поэтому мощность на выходе фильтра будет равна:

Р_ВЫХ.Ф.= 4-2,36=1,64 дБм

Техническим заданием определено, что с выхода схемы должен сниматься сигнал мощностью 50 мВт = 17 дБм, зная это значение можем найти коэффициент усиления, который нам требуется:

К_УСИЛ.= Р_ВЫХ./ Р_ВЫХ.Ф.=17-1,64=15,36 дБ

Из представленного многообразия усилителей поверхностного монтажа я выбирала модель ERA-5+, параметры получились чуть-чуть с запасом усиление (Gain) 16,7 дБ на частоте 3 ГГц, диапазон рабочих частот от 0 до 4 ГГц. Остальные параметры можно посмотреть в приложении № 2.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В работе была поставлена задача разработать и исследовать блок формирования сигналов вспомогательного гетеродина. Определив, что структура данного устройства состоит из смесителя, полосового фильтра и усилителя, было сделано следующее:

Был выбран смеситель из представленной каталога фирмы-производителя MiniCircuits, исходя из требований к входному сигналу и частоте выходного сигнала. Модель SIM-U432H+.

Были промоделированы несколько структур полосно-пропускающих СВЧ-фильтров и сделаны выводы относительно того, какие фильтры наиболее удачны в исполнении на микрополосках, характеристики каких фильтров наилучшим образом сочетаются с размерами самого фильтра.

Также был выбран усилитель, который обеспечивает необходимое усиление сигнала для обеспечения заданного уровня сигнала на выходе. Модель ERA-5+ выбрана из списка усилителей, который представила фирма MiniCircuits на своем сайте.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1.       Бова Н.Т., Резников Г.Б. Антенны и устройства СВЧ. Киев: Вища школа, 1977. 260 с.

.        Маттей Г.Л., Янг Л., Джонс Е.М. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи связи. Т.№ 1. М.: Связь,1971. 440с.

.        Маттей Г.Л., Янг Л., Джонс Е.М. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи связи. Т.№ 2. М.: Связь,1972. 496с.

.        Сазонов Д.М., Гридин А.Н., Мишустин Б.А. Устройства СВЧ: Учебное пособие. М.: Высшая школа, 1981. 295с.

.        Полосковые платы и узлы. Проектирование и изготовление / Е.П. Котов, В.Д. Каплун, А.А.Тер-Маркарян и др. М.:Советское радио, 1979. 248с.

.        Справочник по элементам полосковой техники /О.И. Мазепова, В.П. Мещанов, Н.И. Прохорова и др. М.: Связь, 1979. 336 с.

.        радиопередающие устройства: Учебник для вузов / Под ред. М.В. Благовещенского, Г.М. Уткина. М.: Радио и связь, 1982. 408 с.

.        Буга Н.Н., Фалько А.И., Чистяков Н.И. Радиоприемные устройства: Учебник для вузов. М.: Радио и связь, 1986. 320 с.

.        Пименов Ю.В., Вольман В.И., Муравцов А.Д. техническая электродинамика. Учебное пособие для вузов. М.: Радио и связь, 2002. 536 с.

10.     Даррен Конвей. Мощные высокочастотные смесители // <http://www.chipnews.ru/html.cgi/arhiv_i/99_02/stat-23.htm>

.        Белов Л. Преобразователи частоты. Современные ВЧ-компоненты //Электроника: Наука, Технология, Бизнес. 2004. №2. стр. 44-50.

.        Lloyd Butler (VK5BR). О смесителях. Теория смешения сигналов двух частот для получения продуктов объясняется с помощью анализатора спектра и тригонометрических тождеств // <http://news.cqham.ru/articles/detail.phtml?id=519>