Наименование элемента
|
Количество элементов
|
Базовая интенсивность отказов элемента l 0 ×(10 -6), 1/ч
|
Поправочные коэффициенты
|
Общая интенсивность отказов группы элементов
|
|
|
|
К1
|
К2
|
К3
|
K4
|
Аi(Т0, Kн)
|
|
Резисторы (ОМЛТ)
|
18
|
0,087
|
1,35
|
1,08
|
2
|
1
|
0,45
|
2.05
|
Конденсаторы
|
6
|
0,05
|
1,35
|
1,08
|
2
|
1
|
0,1
|
0,087
|
Лампа
|
2
|
3,5
|
1,35
|
1,08
|
2
|
1
|
|
20,4
|
Рег. Лампа
|
2
|
6,0
|
1,35
|
1,08
|
2
|
1
|
|
34,9
|
Газораз. Прибор
|
1
|
3,0
|
1,35
|
1,08
|
2
|
1
|
|
8,7
|
Точка пайки
|
85
|
0,03
|
1,35
|
1,08
|
2
|
1
|
0,8
|
1,3
|
Гнездо
|
2
|
0,01
|
0.01
|
1,35
|
2
|
1
|
0,5
|
0,06
|
Интенсивность отказов устройства
|
61,1
|
наработка на отказ (ч)
|
16366,61
|
Вероятность безотказной работы на 10.000 часов
|
0,54
|
Зная
суммарную интенсивность отказов устройства и
определить среднее время наработки на отказ:
T = 1/l; (1.7)
T = 1/61,1;
T =16366,61.
Вероятность безотказной работы всего устройства
определяется следующим соотношением:
(1.8)
Определим коэффициент стабилизации:
(1.9) где
μp - коэффициент
усиления лампы;
Ку - коэффициент усиления
регулирующей лампы;
α - коэффициент передачи сравнивающего
делителя;
Uвых - напряжение на выходе стабилизатора;
Uвх - напряжение на входе стабилизатора.
Для расчета коэффициента стабилизации нужны исходные
данные.
Исходные данные: входное напряжение Uвх = 482 В, выходное напряжение Uвых = 330 В
Параметры лампы 6Н2П-ЕВ:
Iн = 0,17 А;
S = 2,1 мА/В;
RI = 50 кОм.
Параметры лампы 6С19П-В:
Iн = 1А;
S = 7,5мА/В;
RI = 80кОм.
Значение сопротивлений:
R48 = 100 кОм;
R50= 100 кОм;
Rн = 5 кОм.
Коэффициент передачи сравнивающего делителя α определяется:
α = R47 / ( R46 + R47); (1.10)
;
α = 0,5.
Коэффициент
усиления лампы 6Н2П-ЕВ рассчитывается:
; (1.11)
;
mp = 105.
Коэффициент
усиления лампы 6С19П-В определяется:
; (1.12)
Ку
= 29,7.
Рассчитаем
коэффициент стабилизации. Он показывает, во сколько раз относительное изменение
выходного напряжения меньше относительного изменения входного напряжения и
будет определяться по следующему отношению:
(1.13)
;
.
Рассчитаем
стабильность выходного напряжения при изменении напряжения сети, по следующему
соотношению:
; (1.14)
;
.
Важным
параметром работы стабилизатора является его температурный коэффициент по
напряжению , характеризующий изменение выходного напряжения или
тока нагрузки, которая определяется по следующему соотношению:
. (1.15)
Так как данный блок питания установлен на зенитно-ракетном комплексе, то
он должен удовлетворять требованиям по работе в пределах температур от -50 0С
до +50 0С. Следовательно ∆tокр = 100 0С:
; (1.16)
;
.
1.6 Основные направления модернизации блока БК5.087.110
Анализ структуры и устройства вторичных источников питания БМ 9А35М
показывает, что их основу составляют линейные компенсационные стабилизаторы.
Несмотря на достаточно высокий коэффициент стабилизации, данные стабилизаторы
обладают очень низким коэффициентом полезного действия и надежностью.
Таким образом, использование линейных преобразователей более выгодно на
относительно низких мощностях, использование же импульсных регуляторов на
мощности в сотни ват наиболее выгодно, т.к. приоритетной задачей является
повышение КПД.
В дипломном проекте сделан выбор в пользу импульсного источника питания,
в связи с обеспечивающим им высоким КПД и низкими массогабаритными
показателями.
С целью повышения КПД целесообразно линейные компенсационные
стабилизаторы заменить на транзисторные с импульсным регулированием. Далее, в
дипломном проекте, будет разработан и рассчитан импульсный стабилизатор, за
счет этого будет повышен КПД, так как все элементы работают в импульсном
режиме, соответственно рассеиваемая мощность на них меньше. Для повышения
надежности блока питания элементная база заменена на более новую. Также для
повышения надежности целесообразно применить различные способы защиты блока
питания, это защита по току, по напряжению [6].
Выводы
Анализ Системы вторичных источников электропитания ЗРК «Стрела-10»
позволяет сделать следующие выводы:
электронные стабилизаторы, собранные по компенсационной схеме с
непрерывным регулированием, составляют основу блоков питания ВИП;
в целом структура ВИП обеспечивает функционирование систем,
предназначенных для работы ЗРК «Стрела-10».
основной недостаток стабилизаторов - низкая надежность (0.3-0.4) и КПД
(менее 20%);
модернизация блоков питания ВИП с целью повышения эффективности возможна
путем замены электронных стабилизаторов на импульсные стабилизаторы с
использованием полупроводниковых приборов и аналоговых ИМС.
2. Выбор и обоснование схемы модернизированного стабилизатора напряжения
.1 Основные тенденции развития современных источников электропитания
За последнее десятилетие сильно изменилась элементная
база преобразователей, появились новые радиоматериалы, а главное, изменились
представления о целесообразности использования тех или иных схем для получения
заданных параметров.
Исчезла категоричность, предписывающая использовать
строго определенные структуры для конкретных типов источников электропитания.
Возросло влияние экономических факторов на выбор схемы
преобразователя. Все это сделало возможным то, что еще вчера казалось
парадоксальным и даже неправильным. Вот несколько примеров развития
преобразователей:
. Однотактные преобразователи стали занимать нишу, традиционно
отводившуюся для двухтактных преобразователей мощностью в единицы ватт -
единицы киловатт;
. Благодаря использованию высокочастотных
конденсаторов большой емкости обратноходовые преобразователи стали применяться
для получения низких напряжений: 5 и 3,3 В при мощностях в десятки ватт;
. Прямоходовые преобразователи стали успешно
использоваться на малых мощностях в единицы ватт;
. Классические структуры с ШИМ (широтно-импульсной
модуляцией), признанные бесперспективными еще 10 лет назад, сегодня производятся
большинством фирм в массовых масштабах;
. Резонансные преобразователи, казавшиеся верхом
«высокочастотного совершенства», занимают пока еще скромные рыночные ниши, в
которых они экономически целесообразны;
. Плоские трансформаторы с обмотками на печатной
плате, где все сделано «неправильно» (даже силовые линии и те идут не туда и не
так, да и обмотка почти вся снаружи), начали использоваться в массовом
производстве;
. В противовес желанию повысить надежность за счет
нивелирования теплового профиля в конструкции преобразователя (заливка, общий
распределенный радиатор) появилось большое количество открытых конструкций, в
которых высокая надежность достигается при значительных локальных перегревах
полупроводниковых компонентов;
. Электронные корректоры мощности, созданные для
уменьшения потерь и помех в сети, как оказалось, могут занимать много места,
генерировать много помех, уменьшать общий КПД источника электропитания и в ряде
случаев при тех же габаритах заменяются простым и надежным дросселем (конечно,
с «непростым» сердечником).
. Появились полупроводниковые микросхемы в очень
маленьких корпусах с напряжениями питания более 1 кВ.
.2 Общие сведения об импульсных источниках электропитания
Основу импульсных источников питания составляют импульсные стабилизаторы.
Импульсные стабилизаторы в которых регулирующий элемент работает в ключевом
режиме, характеризующимся быстрым переходом рабочей точки под действием
управляющих сигналов, из области отсечки в область насыщения. При этом
мощность, рассеивания на регулирующем транзисторе, много меньше, чем при его
работе в линейном режиме. Таким образом, работа транзистора в режиме
переключения позволяет повысить КПД стабилизатора и значительно уменьшить его
габариты за счет размеров трансформатора. Структурная схема импульсного
источника питания представлена на рисунке 2.1.
Рис.
2.1 - Импульсный источник питания
Значение
мощности в нагрузке определяется: напряжением источника, сопротивлением
нагрузки и соотношением времени открытого и закрытого состояний транзистора.
Изменяя это соотношение, можно регулировать мощность, передаваемую в нагрузку,
без значительных ее потерь на регулирующем элементе.
Для
сглаживания пульсаций, вызванных периодическим замыканием и размыканием транзисторного
ключа, в силовую цепь стабилизатора включают пассивный сглаживающий фильтр.
Соотношение интервалов времени открытого и закрытого состояний транзисторного
ключа определяется сигналом, формируемым в цепи обратной связи.
Применение
современной элементной базы позволяет осуществлять преобразование энергии на
частотах до нескольких сотен кГц и выше. Импульсные источники питания обладают
следующими преимуществами по сравнению с линейными регулируемыми источниками
питания:
· Теоретически импульсные источники питания работают без потерь
мощности. Однако на практике их КПД обычно составляет 70-95%. Это приводит к
снижению рабочей температуры транзистора а, следовательно, к повышению
надёжности.
· Работа на высоких частотах позволяет уменьшить габариты и вес
применяемых компонентов.
2.3 Анализ схемотехники импульсных стабилизаторов и схем защиты от
короткого замыкания
Импульсные источники питания, как и линейные требуют защиты от короткого
замыкания. Поэтому для повышения их надёжной работы в различных условиях
эксплуатации необходима специальная электрическая защита, которая одновременно
служила бы для сигнализации аварийного состояния источника питания.
Применение устройства защиты влечёт за собой некоторое усложнение схемы и
увеличение числа её элементов, что незначительно сказываться на энергетических
показателях и надёжности источника питания.
Устройства защиты должны:
при нормальном режиме работы источника питания не влиять на его выходные
параметры;
иметь необходимое быстродействие;
обеспечивать многократность действия;
после исчезновения причин аварийного состояния обеспечивать выходные
параметры источника питания;
обеспечивать сигнализацию аварийного состояния и, по возможности,
контроль выходных параметров источника питания.
По принципу реакции на перегрузку способы защиты подразделяются на
схемные:
пассивные,
активные.
Пассивные способы защиты основаны на введении в схемы специальных
элементов:
предохранители, электромагнитные реле, автоматические выключатели,
стабилитроны, резисторы, но они не могут оперативно защитить транзисторную
аппаратуру ввиду большой инерционности их работы.
Наиболее часто во вторичных источниках электропитания используются
предохранители в первичной и вторичной обмотках силового трансформатора.
Активные способы защиты отличаются от пассивных тем, что возникающее
возмущение воздействует на исполнительный элемент защиты не непосредственно, а
через некоторое управляющее устройство.
Разнообразные активные способы защиты сводятся, в основном, к запиранию
регулирующего транзистора в момент перегрузок по току. Защита от перегрузок по
напряжению обеспечивает ограничение бросков напряжения на коллекторе
регулирующего транзистора до допустимого значения.
Рис.2.2 - Принципиальная схема линейного стабилизатора
На рисунке 2.2 в качестве примера, приведена принципиальная схема
линейного стабилизатора, использующая принцип ограничения тока регулирующего
транзистора при перегрузке. В приведенной схеме транзистор VT1 - регулирующий, VT3 - усилительный, VT2 - транзистор защиты. Напряжение
между базой и эмиттером транзистора VT2 равно сумме напряжений на части резистора R3 и резистора R4.
При номинальном токе нагрузки транзистор VT2 заперт и не влияет на работу стабилизатора. При увеличении
тока нагрузки выше заданного уровня транзистор VT2 открывается, за счёт увеличения падения напряжения на
резисторе R4 и переводит регулирующий транзистор
в режим стабилизации тока.
После устранения причины перегрузки или короткого замыкания, напряжение
на выходе стабилизатора автоматически восстанавливается. Величина тока
перегрузки выставляется с помощью резистора R3. Резисторы R3, R4 и транзистор образуют датчик
перегрузки и схему сравнения, а регулирующий транзистор VT1 является, в то же время,
исполнительным элементом схемы защиты.
Включенные параллельно транзистору VT1, стабилитроны ограничивают напряжение на нём и разгружают
его по току при повышении входного напряжения и уменьшении сопротивления
нагрузки.
Ток, протекающий через стабилитроны VD1, VD2 в
аварийном режиме, имеет значительную величину, поэтому стабилитроны должны
выбираться достаточно мощными. Стабилитрон VD3 включен параллельно усилительному транзистору VT2 и служит для его защиты. Поэтому
среднее значение прямого тока стабилитрона VD3 должно быть одного порядка с коллекторным током транзистора
VT2. Очевидно, что устранение причины
перегрузки приводит к автоматическому восстановлению нормальной работы
стабилизатора.
В цепях защиты стабилизированных источников питания применяются и
оптоэлектронные пары, например, такие как светодиод-фототранзистор. При
достижении током нагрузки предельного значения световой поток светодиода, как
датчика перегрузки, открывает фототранзистор.
Обычно устройства защиты снабжаются индикаторами (лампами накаливания,
неоновыми лампами, светоизлучающими диодами), сигнализирующими о перегрузке и
месте её возникновения.
В качестве схемы защиты в предлагаемом импульсном стабилизаторе
используем схему защиты на оптоэлектронной паре светодиод-фототранзистор,
наиболее подходящую по быстродействию и простоте реализации (рис.2.4).
.4 Схемотехника импульсного стабилизатора напряжения на +24В, 10А и его
основные параметры
Функционально импульсный блок питания состоит из следующих частей (рис.
2.3):
. входного выпрямителя и фильтра;
. силовой части;
. схемы управления с обратной связью;
. блока вспомогательного питания;
. выходного выпрямителя и фильтра.
Рис.2.3
- Структурная схема импульсного источника питания
Сетевое напряжение выпрямляется и отфильтровывается с помощью ёмкостного
фильтра. Далее постоянное напряжение (нестабилизированное) преобразуется в
напряжение высокой частоты (60 кГц), которое трансформируется в более низкое
напряжение. Затем оно выпрямляется и отфильтровывается.
Система управления вырабатывает импульсы управления ключевым
транзистором, сравнивая опорное стабилизированное напряжение с выходным
напряжением на нагрузке. Этой разницей и определяется скважность импульсов
управления.
.4.1 Разработка принципиальной схемы и описание ее узлов
На рисунке. 2.4 представлена принципиальная схема разработанного
импульсного источника питания, соответствующая структурной схеме, изображенной
на рис 2.3. схема представляет собой обратно входовой преобразователь
напряжения, выполненный на полевом МДП транзисторе. Управление ключевого
транзистора VT1 производится от драйвера DA1, выполненного на ИМС. Сетевое
напряжение выпрямляется диодным мостом VD1-VD4 и фильтруется
с помощью конденсаторов С2, С3. Защита от короткого замыкания осуществляется с
помощью транзистора VT3 и оптрона VT4.Выходное напряжение преобразователя
выпрямляется диодами VD12, VD13 и сглаживается емкостным фильтром
С11 - С14.
Рис.
2.4 - Схема электрическая принципиальная
Вспомогательный
источник питания представляет собой интегральный стабилизатор напряжения DA2.
Трансформатор Т1, диодный мост VD3-VD6, вырабатывают напряжение, необходимое для нормальной
работы интегрального стабилизатора.
Рассмотрим
работу отдельных узлов принципиальной схемы.
Преобразователи обратного хода относятся к семейству первичных импульсных
источников питания (ИИП), обеспечивающих электрическую развязку между входными
и выходными цепями. Такие преобразователи в основном используются в электронных
устройствах мощностью приблизительно до 300 Вт (телевизорах, персональных
компьютерах, принтерах и т.д.), работающих от сети.
По сравнению с другими типами импульсных источников питания
преобразователи обратного хода состоят из очень небольшого количества
элементов. Другим их достоинством является то, что один блок управления может
одновременно работать с несколькими изолированными выходными цепями.
На
рис. 2.5 показана основная схема преобразователя обратного хода. Транзистор
работает как ключ, работой которого управляет напряжение , снимаемое с ШИМ.
Рис.2.5-
Преобразователь обратного хода
Когда
транзистор открыт, напряжение на первичной обмотке трансформатора равно входному напряжению , что приводит к линейному росту тока .
В
течение этой фазы рабочего цикла энергия запасается в сердечнике
трансформатора. Поскольку при открытом транзисторе диод закрыт, ток во
вторичной обмотке равен нулю. При закрытом транзисторе нулевым становится ток , а напряжения на трансформаторе в соответствии с
законом Фарадея меняют знаки. Это приводит к открытию диода и
передаче энергии от сердечника на выходной конденсатор.
Когда
транзистор открыт, его напряжение сток-исток равно 0
(рис.2.4). Когда транзистор закрывается, выходное напряжение возвращается
обратно в первичную цепь, что теоретически приводит к повышению напряжения
сток-исток: . Если напряжение в сети равно 230 В/50 Гц, то
напряжение становится равным 700 В. На практике это напряжение
вследствие явления самоиндукции на индуктивности рассеяния трансформатора будет
даже выше. Поэтому минимальное номинальное напряжение пробоя перехода
сток-исток должно быть в этом случае не менее 800 В.
Функция
трансформатора заключается в накоплении энергии в течение одной фазы рабочего
цикла и передаче её на выходной конденсатор в течение второй фазы цикла.
Поэтому его можно рассматривать как дроссель с двумя обмотками: первичной и
вторичной. Для хранения энергии в сердечнике трансформатора делают воздушный
зазор. Для уменьшения индуктивности рассеяния первичная и вторичная обмотки
должны быть сильно связаны друг с другом. Следует отметить, что энергия
индуктивности рассеяния не может быть передана во вторичную цепь, и поэтому она
выделяется в виде тепла в первичной цепи, что ведёт к её нагреву.
Рис.2.6
- Диаграммы токов и напряжений преобразователя обратного хода:
а)
Vpwm - входное напряжение на полевой транзистор; б) VDs -
постоянное напряжение на диоды VD12-VD13; в) напряжение на трансформаторе;
г)
I1 - ток первичной обмотки; д) IL - ток в
индуктивности
2.4.2
Проектирование преобразователей обратного хода
Среднее
значение напряжения в первичной цепи трансформатора при соблюдении условий стационарности должно быть
равно нулю (в противном случае ток будет расти до бесконечности).
Следовательно:
Соотношение
витков в обмотках трансформатора выбирается из условия равенства значений
выходной номинальной мощности во время стадии накопления энергии и во время стадии передачи энергии :
В
этом случае напряжение пробоя транзистора и обратное напряжение диода равны:
транзистора:
диода:
Следует
отметить, что номинальное напряжение пробоя транзистора должно быть значительно
выше этого значения, поскольку при закрытом состоянии транзистора энергия,
запасённая на индуктивности рассеяния трансформатора , не переносится во вторичную цепь. Для ограничения
величины перенапряжения в схему преобразователя вводится гасящая цепочка (рис.
2.7). В момент запирания транзистора ток индуктивности рассеяния через диод D
начинает заряжать конденсатор С. При этом мощность рассеивается на резисторе R.
Рис.
2.7- Преобразователь обратного хода с гасящей цепочкой для ограничения пикового
напряжения на транзисторе
Если
R и С должны работать при 230 В, то значение R
подбирается экспериментально так, чтобы падение постоянного напряжения на
конденсаторе составило 350…400 В.
Перед
тем как приступить к расчёту трансформатора, определяют значение индуктивности первичной обмотки (рис.2.7). В фазе открытого
состояния транзистора в индуктивности накапливается
энергия, которую необходимо передать на выход преобразователя. Величина этой
энергии определяется выражением: , где Т -
период частоты переключения, а -
номинальная мощность. В фазе закрытого состояния транзистора эта энергия
передаётся на выходной конденсатор. Как и в предыдущих случаях, весь цикл
делится на две равные стадии. В течение первой из них происходит накопление
энергии, в течение второй - её передача.
Во
время первой стадии напряжение на первичной обмотке трансформатора равно , а ток через неё имеет форму пилы. Входная мощность
за период определяется выражением (рис.2.7):
Эта
энергия сохраняется в индуктивности и может
быть записана:
.
Отсюда
находится величина индуктивности:
где
предполагается, что КПД равен 100%. Если до выхода доходит не вся энергия,
запасённая в первичной обмотке, т.е. 100%, то
индуктивность равна:
Отсюда
видно, что для определения индуктивности необходимо знать КПД преобразователя,
которая для оценки обычно берётся равной 0,75.
Рис.
2.8- Форма входного тока при номинальной мощности
Пиковое
значение тока определяется выражением:
СКЗ
равно:
Выходной
конденсатор заряжается импульсами тока (рис.2.6).
Пульсации выходного напряжения связаны
с пульсациями зарядного тока и в
основном зависят от импеданса конденсатора , который
можно найти в справочных таблицах. Размах пульсаций выходного напряжения :
.
При
сетевом напряжении 230 В/50 Гц емкость входного конденсатора:
Характерной
особенностью преобразователей обратного хода является возможность управления
несколькими выходными цепями при помощи одного регулятора ( рис. 2.9).
Рис. 2.9- Преобразователь прямого хода на одном транзисторе
Одно
регулируемое выходное напряжение, электрически независимое от входного
напряжения. Выходная мощность повышается до нескольких сотен ватт. Напряжение
пробоя транзистора . Коэффициент заполнения управляющей импульсной
последовательности . Требует очень сильной магнитной связи. Используется
маленький сердечник без воздушного зазора.
.5
Расчет элементов и параметров модернизированного стабилизатора напряжения
(стабилизатор +24 В, 10А, блок БК5.087.082)
.5.1
Выходной выпрямитель и емкостной фильтр
Напряжение
сети в схеме выпрямляется с помощью диодного моста.
Для
расчёта ёмкостного фильтра (С2) использован метод упрощённого расчёта
конденсатора [1].
Термистор
R1 предназначен для ограничения пускового тока заряда
фильтрующего конденсатора C2. В холодном состоянии сопротивление термистора
относительно велико, при дальнейшем протекании через него зарядного тока
термистор разогревается, и сопротивление его резко уменьшается.
Мощность
потребляемая от сети (без учёта потерь) 300Вт, таким образом максимальный
средний ток потребления не более 2 А. выбирается термистор на больший ток - 5
А.
R1 - SCK-105
fc=50 Гц, суммарное падение напряжения на выпрямительных диодах UΣ=1,2 В, эффективное напряжение сети Uэфф=220
В (-20%+15%), максимальная мощность, отдаваемая в нагрузку Pd=300
Вт, коэффициент пульсаций на выходе входного фильтра 5%.
Рис.2.10
- Временные диаграммы выпрямленного напряжения и потребляемого от сети тока (α - угол отсечки)
,
где
Ud - выпрямленное напряжение сети; U - амплитуда первой гармоники выпрямленного
напряжения; - потери на диодах.
,
В.
Угол
отсечки:
,
Ток,
протекающий через фильтрующую ёмкость:
В
конечных приращениях:
,
где
- время разряда конденсатора; - ток через конденсатор; - изменение напряжения на конденсаторе за время
разряда.
В.
Так
как пульсации малы, то можно сделать допущение о постоянстве выпрямленного
тока.
А.
Время
разряда конденсатора:
с
Емкость
конденсатора:
мкФ.
Максимальное
напряжение на конденсаторе:
В.
Максимальный
ток, потребляемый от сети:
А.
Этим
параметрам удовлетворяет конденсатор EPL 470мкФ/450В фирмы HITANO
Емкость……………………………………………………470мкФ20%
Максимальный
ток при пульсациях с частотой 120Гц………………9А
Размеры
(диаметр и высота)………………………………………..3550
Ток
утечки:
[мкА].
мкА.
Так
как выбранная ёмкость превышает расчётную, то это приведёт к увеличению максимального
тока.
Изменение
напряжения на ёмкости за время разряда составит:
В.
Коэффициент
пульсаций:
Угол
отсечки:
.
Максимальный
ток, потребляемый от сети:
А.
Среднее
значение тока через выпрямительные диоды А
Максимальное
обратное напряжение, приложенное к диодам:
В.
Данным
требованиям удовлетворяет мост KBPPC-1008/W фирмы WTE (VD1)
Максимальное
обратное напряжение………………………………...800В
Максимальный
импульсный ток……………………………………...200А
Средний
ток……………………………………………………………...10А
Падение
напряжения в открытом состоянии…………………………1,2В
Расчёт
радиаторов для диодного моста
Производится
по методике [2].
Общее
тепловое сопротивление полупроводник-среда:
,
где
- соответственно тепловые сопротивления
полупроводник-корпус, корпус-радиатор, радиатор-среда.
,
где
Р - максимальная рассеиваемая мощность, -
температура окружающей среды, -
максимальная температура полупроводника.
.
С/Вт; С/Вт
(заполнение
зазора между мостом и радиатором силиконовым маслом).
Средняя
оценочная статистическая мощность, рассеиваемая на силовом транзисторе:
Вт.
При расчётах используется мощность P=3 Вт.
С/Вт.
Площадь плоского радиатора, обе стороны радиатора свободно обтекаются
воздухом.
,
где
А - коэффициент, определяющий материал радиатора.
Для радиатора, выполненного из отпескоруенной черненной меди А=1000.
2.5.2 Расчёт вспомогательного источника питания
Вспомогательный источник питания построен с использованием линейного
регулятора 78112.
Расчёт этого источника питания производится аналогично вышеприведённому.
Частота
сети =50 Гц, суммарное падение напряжения на выпрямительных
диодах =1,4 В, эффективное напряжение сети =220В (-20%+15%), максимальная мощность, отдаваемая в
нагрузку =300мВт, коэффициент пульсаций на выходе входного
фильтра 1%.
мкФ.
мА (при
емкости 1000 мкФ).
-1000мкФ/35В.
D4-D8 - IN4148
(50В/2000мА/50мА/0,7В).
Т1-ТП-2,5-3А
(12В).
2.5.3 Расчёт выходного выпрямителя и фильтра
Частота
сети =60КГц, суммарное падение напряжения на выпрямительных
диодах =1В, выходное =72В,
максимальная мощность, отдаваемая в нагрузку =300Вт,
коэффициент пульсаций на выходе входного фильтра 0,0068%.
Рис.2.11 - Временные диаграммы выпрямленного напряжения и потребляемого
тока
,
где
- выпрямленное напряжение сети; - амплитуда первой гармоники выпрямленного напряжения;
-потери на диодах.
В.
Ток, протекающий через фильтрующую ёмкость в конечных приращениях:
,
мВ.
Так как пульсации малы, то можно сделать допущение о постоянстве выпрямленного
тока
А.
Время разряда конденсатора:
мкс.
Емкость конденсатора:
мкФ.
Максимальный ток потребления:
А.
Этим параметрам удовлетворяют конденсаторы ECR 1000мкФ/100В фирмы HITANO (четыре соединённые параллельно).
Емкость……………………………………………………..1000мкФ20%
Номинальное
напряжение…………………………………………….100В
Размеры
(диаметр и высота)…………………………………………1841
Ток
утечки:
[А].
мА.
Среднее значение тока через выпрямительные диоды
А.
Максимальное обратное напряжение, приложенное к диодам:
В.
Данным требованиям удовлетворяет фирмы IRF.
Максимальное обратное напряжение……………………………….150В
Максимальный импульсный ток……………………………………1000А
Средний ток……………………………………………………………..30А
Падение напряжения в открытом состоянии…………………………0,8В
2.5.4 Расчёт схемы управления
Схема управления построена на микросхеме UC3845 - ШИМ контроллер для управления N-канальным полевым транзистором. Данная микросхема содержит
Т-триггер, который делит частоту осциллятора пополам и коэффициент заполнения
импульса не более 0,5.
Цепочка R2, С1 - коррекция внутреннего
сопротивления операционного усилителя. Согласно инструкции по применению R2 выбирается 100кОм, С1 - 100пФ.
Значения этих элементов могут быть изменены по результатам первого запуска.
Частота ШИМ импульсов определяется времязадающей цепью R3, C4.
Формула для расчёта частоты для UC3845:
для
Выбрав
С4=10 пФ и частоту 60кГц, определяется времязадающее сопротивление R3=15
кОм.
Рассчитанная
частота
Цепь
состоящая из VT1, C6, R5, R6 - предназначена для блокировки всплеска напряжения
на токовых резисторах (шунтах R8-R12) рис.2.4. Иначе будет срабатывать защита от
перегрузки по току.
Рис.2.11
- Вмененные диаграммы напряжения на токовых резисторах и на выходе
Длительность работы цепи блокировки примерно равна постоянной времени C6, R5+R6.
Резистор R7 предназначен
для ограничения тока включения ключевого транзистора. R7-10 Ом (0,5Вт).
Стабилитрон VD9 предназначен
для защиты затвора транзистора в случае аварии. VD9-1N4740.
Вход 2 микросхемы управления предназначен для создания обратной связи и
образования сигнала рассогласования, по которому и осуществляется
регулирование.
Максимально возможное напряжение на этом входе задаётся резистивным
делителем (R18, R19).
При выбранных резисторах R18=2,4k; R19=470, максимальное напряжение на входе 2 равно:
В стационарном режиме напряжение на входе 2 равно опорному напряжению V = 5 В.
Для гальванической развязки выходного напряжения и сигнала обратной связи
используется транзисторная оптопара MOCD213.
Максимальное напряжение эмиттер-коллектор……………………70В
Средний прямой ток коллектора…………………………………150мА
Средний прямой ток диода………………………………………....60мА
Падение напряжения на диоде………………………………………1.5В
При прямом токе диода 10мА, ток коллектора составляет 1мА, падение
напряжения коллектор-эмиттер 5В. Согласно этим данным рассчитывается обратная
связь.
Для уменьшения потерь мощности используется «обратно диодный» делитель VD14, VD13. Обратное напряжение на диоде VD14-62В, VD13-15В.
Уменьшенное таким образом напряжение обратной связи подаётся на оптопару.
Резистор R23 предназначен для ограничения
прямого тока через диод оптопары. Транзистор VT3 предназначен для увеличения диапазона изменения тока
оптопары.
Сопротивление токоограничивающего резистора R23:
Токозадающий резистор базе транзистора VT3 определяется опытным путём и при необходимости возможна
замена нулевого сопротивления R20.
При максимальном прямом токе через диод оптопары 10мА, выходной ток
транзистора 1мА. Падение напряжения на резистивном делителе R18, R19:
Опорное напряжение управляющей микросхемы 5В, в номинальном режиме
выходное напряжение так же равно 5В.
Ток через резистивный делитель определяется током коллектора:
кОм.
Суммарное сопротивление выбирается меньшим 3 кОм.
R18=2,4кОм;
R19=470Ом.
2.5.5 Расчёт силовой части
Длительность всплесков напряжения на силовом транзисторе составляет
порядка 0,18 мкс, поэтому постоянная времени разряда/заряда конденсатора
снабберной цепи выбирается того же порядка.
Емкость С10=470пФ.
Снабберные сопротивления:
Ом.
Ток через снабберную цепочку протекает только во время переключения
транзисторов, поэтому мощность, рассеиваемая на снабберных резисторах
относительно мала.
Ом.
R13-R17-0,5Вт 20 Ом, эти резисторы дают
суммарную мощность порядка 2Вт.
Силовой полевой транзистор осуществляет поочередную коммутацию первичной
обмотки силового трансформатора.
Максимальное напряжение на транзисторе может значительно превышать
входное напряжение в момент коммутации из-за возникновения ЭДС индукции. Для
ограничения которого на уровне 250В введен обратный диод VD8.
В.
Средний
ток через транзистор 1,02А ()
Частота
коммутации 60кГц
Этим
параметрам удовлетворяют транзисторы IRFPE50.
Максимальный
ток коллектора……………………………………..7,8А
Максимальное
напряжение сток-исток…………………………….800В
Сопротивление
в открытом состоянии =4,7А…………………1,2Ом
Тепловое
сопротивление кристалл-корпус …………….С/Вт
Входная
емкость…………………………………………………..3100пФ
.5.6
Расчёт трансформатора
Используемая
мощность трансформатора находится по методике [3]:
Вт,
где
-коэффициент формы при =0,5
равен 1,63.
Сердечник используется без зазора что энергетически более выгодно, чем
сердечник с зазором на данную мощность. Сердечник 86кГСР 90/60/10.
Магнитная
проницаемость 2000, В=0,3Тл.
Среднее напряжение на обмотке:
Количество витков на первичной обмотке:
Ток первичной обмотки:
мА.
где
j - плотность тока (3).
Количество витков вторичной обмотки должно удовлетворять условиям:
1. Напряжение
на ключевом транзисторе (приведенное напряжение вторичной обмотки);
. При
максимальном =0,5 должно выполняться равенство вольт-секундных
площадей:
.
Итак,
Возьмём первичную обмотку 19 витков, тогда:
Вторичная обмотка 7 витков.
Диаметр провода вторичной обмотки:
мм.
2.6 Математическое моделирование разработанного импульсного стабилизатора
Моделирование производилось при помощи программы MicroCAP-8.
Рис.2.12
- Входная цепь импульсного источника питания
Рис.4.2
- Результаты моделирования