Полупроводниковые выпрямительные устройства

Содержание

Введение

1. Анализ полупроводниковых выпрямительных устройств

2. Силовая часть однофазного управляемого выпрямителя

2.1 Принципиальная схема силовой части

2.2 Расчет силовой схемы однофазного управляемого выпрямителя

2.3 Регулировочная характеристика управляемого выпрямителя

3. Система управления однофазного лабораторного модуля

3.1 Функциональная схема системы управления

3.2 Принципиальная схема системы управления

3.3 Расчет функциональных узлов системы управления

3.3.1 Расчет параметров импульсов управления тиристорами

3.3.2 Источник синхронизирующих напряжений

3.3.3 Генератор линейно изменяющегося напряжения

3.3.4 Устройство сравнения

3.3.5 Формирователь длительности импульсов

3.3.6 Расчет выходного каскада системы управления тиристорами

Заключение

Список использованной литературы

Введение

Одним из ключевых направлений современной технической эволюции является развитие радиоэлектроники и использование ее в самых различных отраслях народного хозяйства и науки.

Создание новых электронных приборов и разработка прогрессивной технологии позволили успешно решить ряд сложных научно-технических задач и создать совершенную, надежную аппаратуру.

Дальнейшее повышение производительности труда во многом зависит от опережающего роста энерговооруженности труда, системы распределения и качества подводимой к приемникам электрической энергии.

Электрическая энергия вырабатывается в основном на переменном токе промышленной частоты. Это обусловлено простотой изготовления генераторов для его получения, обладающих большой надежностью, удобством преобразования переменного тока, простотой реализации для многих потребителей.

Вместе с тем наблюдается тенденция к повышению удельного веса электроэнергии, потребляемой на постоянном токе. Это связано с тем, что часть потребителей может работать только на постоянном токе. Другая часть потребителей имеет на постоянном токе лучшие характеристики и параметры.

Также все большее применение в различных отраслях народного хозяйства находят высокочастотные преобразователи, преобразующие напряжение промышленной частоты 50 Гц в высокочастотное.

На современном этапе научно-технического прогресса проблема преобразования энергии занимает ведущее место. Проблема преобразования энергии возникает при решении многих научно-технических задач в самых разнообразных отраслях народного хозяйства.

Это привело к тому, что стало уделяться большое внимание интенсивной разработке и внедрению мощных преобразователей переменного тока. В настоящее время для этой цели почти исключительно применяются полупроводниковые преобразователи электрической энергии, работающие на базе полупроводниковых вентилей.

Отечественная промышленность освоила выпуск серий кремниевых диодов, обычных и с контролируемым лавинообразованием и тиристоров различного целевого назначения (общепромышленных, высоковольтных и высокочастотных). Силовые кремниевые диоды и тиристоры отечественного производства обладают высокой надежностью в эксплуатации, обеспечивают параметры по току 10…1250 А и до нескольких киловольт по напряжению, стабильно сохраняют рабочие характеристики при температуре до 125… 140 ^оС.

Освоение промышленного выпуска кремниевых диодов и тиристоров позволяет создавать преобразователи с регулируемыми выходными параметрами для различных отраслей народного хозяйства. Эти агрегаты обладают высоким коэффициентом полезного действия, высоким быстродействием, широким диапазоном регулирования, небольшими габаритами, простотой обслуживания и экономичностью в эксплуатации.

Указанные качества тиристорных преобразователей делают их весьма перспективными устройствами для питания систем электроприводов постоянного тока с плавным регулированием частоты вращения в широком диапазоне, позволяют повысить качество подводимой к приемникам электроэнергии.

полупроводниковое выпрямительное устройство однофазный

1. Анализ полупроводниковых выпрямительных устройств

Современные полупроводниковые выпрямительные устройства, как правило, имеют системы автоматического регулирования выходных электрических параметров. При использовании для выпрямителей большой мощности тиристоров системы управления получаются довольно сложными. Кроме того, надежность управляемых полупроводниковых вентилей ниже, чем диодов, а стоимость выше. Эти причины заставляют в ряде случаев отказаться от применения тиристоров и изыскивать возможность регулирования выпрямленного напряжения выпрямителей, выполненных на диодах.

Выпрямленное напряжение выпрямителя на диодах можно регулировать: на стороне постоянного тока - при помощи реостата или потенциометра; на стороне переменного тока: а) изменением подведенного к выпрямителю переменного напряжения (переключением под нагрузкой отпаек трансформатора или автотрансформатора, питающего выпрямитель, а также плавным изменением подводимого к выпрямителю напряжения при помощи трансформаторов с подвижными катушками или выдвижными сердечниками); б) использованием дросселей насыщения, подмагничиваемых постоянным током; при этом дроссели насыщения могут быть выполнены в виде отдельных устройств либо сам трансформатор может содержать насыщаемый постоянным током сердечник.

Отдельную область представляет регулирование выпрямленного напряжения с помощью управляемых вентилей - тиристоров, которое можно осуществить несколькими способами:

) регулирование путем изменения параметров вентилей, входящих непосредственно в выпрямитель;

) регулирование параметров вентилей, включенных в первичную обмотку трансформатора;

) широтно-импульсное регулирование на стороне постоянного тока.

2. Силовая часть однофазного управляемого выпрямителя

2.1 Принципиальная схема силовой части

Силовая схема однофазного управляемого выпрямителя приведена на рисунке 2.1 Схема содержит четыре оптотиристора (VU1…VU4) и понижающий трансформатор Т. Параллельно тиристорам включены демпфирующие RC-цепи (снабберы), которые уменьшают перенапряжения, появляющиеся на тиристорах. Диаграммы работы схемы приведены на рисунке 2.2.

Рисунок 2.1 - Однофазный УВ на оптотиристорах

Отметим особенности данной схемы. В каждый полупериод питающего напряжения во включенном (проводящем) состоянии находятся одновременно два последовательно соединенных вентиля. Для того, чтобы включить эти вентили (т.е. перевести их в проводящее состояние) необходимо на них одновременно подавать управляющие сигналы.

Для определения напряжения на вентиле отступим от принятой идеализации идеального вентиля и примем, что вентили в обратном включении и в закрытом состоянии при прямом включении обладают не бесконечно большим, а конечным сопротивлением R_в>>R_н одинаковым у всех вентилей.

Рисунок 2.2 - Диаграммы работы УВ

На интервале wt=0¸a напряжения на закрытых вентилях VU1 и VU4 положительны и равны половине напряжения вторичной обмотки трансформатора. На интервале wt=a¸p вентили открыты и напряжение на них равно нулю. В отрицательный полупериод к вентилям VU1 иVU4 прикладывается отрицательное напряжение равное половине U2 (на интервале от wt = p до wt = p + a) и в момент открывания вентилей VU3 и VU2 (wt = p + a) скачком увеличивается до величины U₂.

Приведем основные расчетные соотношения для токов и напряжений данной схемы.

Среднее значение выпрямленного напряжения U_da определим интегрированием кривой напряжения U_н

.

Значение U_d при a=0

.

Обычно U_da выражают в относительных единицах через U_d0

.

Полученное выражение определяет зависимость среднего значения выпрямленного напряжения в функции угла регулирования a и называется регулировочной характеристикой УВ.

Как следует из него, изменяя a в пределах от 0 до p можно плавно менять величину выпрямленного напряжения от максимального значения U_d0 до нуля.

Максимальные значения напряжений в схеме на закрытых транзисторах (прямое и обратное) соответственно равны

.

Максимальное значение тока вентилей

Действующее (Iв) и среднее (Iв. ср) значения токов вентилей:

;

где К_ф - коэффициент формы кривой тока вентиля.

Коэффициент формы Кф определяется соотношением

При a=0, К_ф=p/4.

Действующие значения токов первичной, вторичной обмотки трансформатора

Полные мощности первичной и вторичной обмоток трансформатора в мостовой схеме выпрямителя равны между собой и равны типовой мощности трансформатора.

2.2 Расчет силовой схемы однофазного управляемого выпрямителя

Исходные данные. При расчете параметров силовой схемы однофазного управляемого выпрямителя приняты следующие исходные данные: (В-20), количество фаз сети, n = 1; частота питающей сети, f_c = 50 Гц;

-       вид схемы преобразователя: мостовая; фазное напряжение питающей сети, U_c = 220 В; колебания напряжения питающей сети ± DU_c = +10%, - 15%; характер нагрузки - активно-индуктивная; максимальное значение выпрямленного тока нагрузки I_d0 = 50 А; вид охлаждения: естественный; температура окружающей среды, Т_с = 25 ⁰С.

Для питания силовой части УВ переменным напряжением будем использовать имеющийся в наличии силовой трансформатор: напряжение первичной обмотки трансформатора, U₁=220В; фазное напряжение вторичной обмотки трансформатора, U₂=127В.

Проверочный расчет параметров силового трансформатора

1) Фазное напряжение вторичной обмотки трансформатора определяется по формуле

U₂ = K_н×K_u×K_a×K_r×U_dн,

где U_dн - номинальное значение выпрямленного напряжения нагрузки. В расчетах берется значение при максимальном открывании вентилей, т.е. при a=a_мин;

К_н - коэффициент схемы, определяющий связь между выпрямленным напряжением и фазным напряжением на вторичной стороне трансформатора. Для заданной схемы выпрямления К_н=1,114;

К_u - коэффициент запаса по напряжению, учитывающий возможное снижение напряжения в сети. Согласно исходных данных, K_u =1,15;

K_a - коэффициент запаса, учитывающий ограничение угла открывания вентилей при максимальном управляющем сигнале. Принимаем K_a=1,2;

K_r - коэффициент запаса, учитывающий падение напряжения в обмотках трансформатора, вентилях и в результате коммутации токов. Принимаем K_r =1,05.

Определим максимальное значение выпрямленного напряжения, которое можно получить на нагрузке при α=0 в результате использования имеющегося в наличии трансформатора, обеспечивающего питанием учебную лабораторию

.

Полученное значение напряжения соответствует заданному в исходных данных значению U_Н = 110В.

) Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора I₂ = K_i×K_T2×I_d0,где K_i - коэффициент, учитывающий отклонение формы тока от прямоугольной. По экспериментальным данным принимаем K_i =1,05; К_Т2 - коэффициент схемы, определяющий связь между выпрямленным током и переменным током вторичной обмотки трансформатора. Для заданной схемы выпрямления К_Т2 = 0,707. I_d0 - выпрямленный ток нагрузки. В расчетах берем наибольшее значение тока. Принимаем I_d0 = 10 А.

Для заданных исходных данных значение I₂ равно

) Действующее значение тока первичной обмотки трансформатора

где K_i - коэффициент, учитывающий отклонение формы тока от прямоугольной. Принимаем K_i =1,05;

К_Т1 - коэффициент схемы, определяющий связь между выпрямленным током и переменным током первичной обмотки трансформатора. Для заданной схемы выпрямления К_Т1=1;

K_ТР - коэффициент трансформации трансформатора,

K_ТР = U₁/U₂ = 220 /127 = 1,73;

После подстановки численных значений получим

) Расчетная типовая мощность силового трансформатора

где K_Т - коэффициент схемы. Для заданной схемы выпрямления К_Т = 1,34 (для активно-индуктивной нагрузки).

После подстановки численных значений:

S_тр = 1,34∙110∙50 = 7370 (Вт).

Выбор типа вентилей

1) Среднее значение тока вентиля

где К_TB - коэффициент схемы. Для данной схемы К_TB = 0.5.

2) Классификационное значение предельного тока вентиля, указываемое в справочниках, определяется по формуле

где К_ЗТ - коэффициент запаса по току, выбираемый исходя из надежности работы вентиля и с учетом пусковых токов.

Обычно К_ЗТ = 1,25.

После подстановки численных значений получим

) Максимальная величина обратного напряжения, прикладываемого к вентилю, определяются по формуле

где К_HB - коэффициент схемы, для мостового однофазного выпрямителя К_HB=1,41;

.

Повторяющееся напряжение, определяющее класс вентиля, выбирается с запасом

U_П ³ U_ВМ / K_ЗН,

где К_ЗН - коэффициент запаса по напряжению. Рекомендуется принимать К_ЗН= 0,8.

U_п ³ 155,1/ 0,8 =193,875B.

На основании полученных соотношений по справочнику выбираем оптотиристор ТО125-12,5 четвертого класса по напряжению.

Основные параметры выбранного тиристора приведены в таблице 2.1.

Таблица 2.1

Расчет температуры нагрева вентиля

Основным критерием, ограничивающим прямой ток силовых полупроводниковых приборов, является температура его полупроводниковой структуры Т_p-n, которая во всех режимах работы не должна превышать максимально - допустимого значения [Т_p-n]. Температура полупроводниковой структуры Т_p-n зависит от мощности потерь, выделяющихся в его полупроводниковой структуре.

В нормальных режимах работы на частотах не более 200 Гц потери в основном обусловлены протеканием прямого тока прибора. Эти потери составляют 95¸98% от полных потерь в приборе и определяются выражением

где U₀ - пороговое напряжение (напряжение осечки), В; I_{В -} среднее за период значение прямого тока вентиля, А; R_{Д -} динамическое (дифференциальное) сопротивление прямой вольт - амперной характеристики вентиля в открытом состоянии, Ом; К_ф = I_Эф / I_В - коэффициент формы тока, протекающего через прибор; I_В и I_ЭФ - среднее по модулю и эффективное значение прямого тока протекающего через вентиль. После подстановки, получим

.

Эквивалентная температура полупроводниковой структуры определяется выражением

Т_p-n = T_c + DP×R_т,

где

Т_С - температура окружающей среды (или охлаждающего агента при принудительном охлаждении), С; R_Т - общее установившееся тепловое сопротивление, С/ Вт (зависит от типа охладителя и интенсивности охлаждения).

,

где R_пк - тепловое сопротивление переход - корпус, является параметром тиристора,

;

R_ко - тепловое сопротивление корпус - охладитель, ;

R_oc - тепловое сопротивление охладитель - среда, является параметром охладителя. Выбираем радиатор (охладитель) О221-60, имеющий значение  ^оС/Вт.

Т_p-n =25 + 4,9× (1,5+4,2) = 52,9 ⁰С.

Условия нормальной работы прибора выполняются

Т_p-n £ [Т_p-n], 52,9 ⁰С < 125 ⁰С.

2.3 Регулировочная характеристика управляемого выпрямителя

Регулировочная характеристика преобразователя представляет собой зависимость выпрямленного напряжения (среднего значения) от угла открывания вентилей a. Вид регулировочной характеристики определяется типом нагрузки (индуктивная или активная) и схемой силовой части преобразователя. В идеальном преобразователе при чисто индуктивной нагрузке (l_h=¥) изменение напряжения нагрузки от максимального значения  до нуля происходит при изменении угла открывания тиристоров в пределах от нуля до 90 эл. град. для всех схем преобразователей (однофазных и многофазных). Теоретическая регулировочная характеристика таких преобразователей описывается уравнением

.

При реальной активно - индуктивной нагрузке (l_h ¹ ¥) в таких преобразователях при a > 90 эл. град. наступает режим прерывистого тока и средние значения тока и напряжения нагрузки не равны нулю.

При чисто активной нагрузке (l_h = 0) диапазон регулирования угла открывания вентилей и вид регулировочной характеристики преобразователя меняются.

Теоретическая регулировочная характеристика при чисто активной нагрузке для однофазных преобразователей описывается уравнением

 при 0° < a < 180°;

Значения регулировочных характеристик управляемого выпрямителя для индуктивной и активной нагрузок приведены в таблицах 2.2 и 2.3.

Таблица 2.2 Зависимость U_da =f (a) для индуктивной нагрузки

Таблица 2.3 Зависимость U_da =f (a) для активной нагрузки

3. Система управления однофазного лабораторного модуля

3.1 Функциональная схема системы управления

Функциональная схема системы управления однофазного управляемого выпрямителя приведена на чертеже 210106. Д08.218.01.00 Э2.

Для управления тиристорами силовой схемы применена одноканальная система импульсно-фазового управления. Работа системы управления синхронизируется переменным напряжением, подаваемым с вторичной обмотки понижающего трансформатора Т. На выходе системы управления формируются импульсы напряжения (Uу₁, Uу₂, Uу₃ и Uу₄) для управления тиристорами силовой схемы.

Система управления содержит формирователь синхроимпульсов ИСН, генератор линейно изменяющегося (пилообразного) напряжения ГЛИН, схема сравнения СС, формирователь длительности импульсов ФДИ, распределитель импульсов (DD4, DD5), выходные усилители импульсов УИ1 и УИ2. В качестве сравнивающего устройства используется компаратор. Генератор линейно изменяющегося напряжения ГЛИН и компаратор СС образуют фазосдвигающее устройство ФСУ.

Сдвиг фазы управляющих импульсов осуществляется при помощи напряжения регулирования Uрег, подаваемого на один из входов компаратора СС. На второй вход компаратора подается пилообразное напряжение, подаваемое с выхода ГЛИН.

Формирователь синхроимпульсов ИСН вырабатывает систему импульсов управления:

)        импульсы U_С1 прямоугольной формы тока "меандр" синхронизированные с переменным напряжением, питающим силовую схему, следующие с частотой сети f_c=50 Гц;

2)      импульсы U_С2 являются инверсными по отношению к U_С1;

)        импульсы U_СИ прямоугольной формы, длительностью t_И =100 мкС, следующие с частотой f_СИ = 2f_С = 100 Гц.

Основное назначение синхронизатора синхронизировать импульсы системы управления с напряжением сети. В одноканальных СУ синхронизатор формирует последовательность синхроимпульсов, частота которых в m раз больше частоты сети, т.е. f_СИ=m×f_C. Наряду с этим, синхронизатор формирует напряжения для управления распределителем импульсов.

ФСУ преобразует управляющий сигнал в соответствующее фазовое положение последовательности импульсов относительно сетевого питающего напряжения.

Известны следующие типы ФСУ: устройства с использованием горизонтального и вертикального способов управления, цифровые и с микропроцессорным управлением.

Схемы с горизонтальным управлением имеют ограниченное быстродействие и при проектировании СУ в настоящее время практически не применяются. Практически безынерционное быстродействие может быть получено в ФСУ, использующих вертикальный способ управления. Способ вертикального управления состоит в сравнении опорного напряжения пилообразной формы с постоянным управляющим напряжением. Формирование управляющих импульсов происходит в момент равенства этих напряжений и фиксируется узлом сравнения (компаратором). Таким образом, изменяя величину управляющего напряжения при постоянстве опорного сигнала можно смещать фазовое положение управляющих импульсов.

Как видно из принципа действия, ФСУ с вертикальным способом управления содержит два основных элемента: генератор линейно изменяющегося (опорного) напряжения ГЛИН и узел сравнения СС.

Импульсы U_СИ синхронизируют работу ГЛИН. В результате этого на выходе ГЛИН формируется пилообразное напряжение с частотой f_ГПН = 2f_С = 100 Гц.

Сравнивающее устройство (компаратор) СС сравнивает пилообразное напряжение U_ГЛИН и напряжение регулирования U_РЕГ. В моменты равенства U_ГЛИН = U_РЕГ компаратор переключается, формируя на выходе напряжение прямоугольной формы. Фазовое положение переднего фронта этого напряжения зависит от уровня напряжения U_РЕГ и может изменяться при изменении U_РЕГ.

Напряжение с выхода компаратора СС подается на вход формирователя длительности импульсов ФДИ, который по переднему фронту этого напряжения формирует импульсы длительности необходимой для надежного открывания тиристоров с частотой f_ФДИ = 2f_С = 100 Гц.

Для управления тиристорами необходимо подавать импульсы в соответствующий полупериод, т.е. следующие с частотой f_С = 50 Гц. Для этого импульсы управления с выхода ФДИ распределяются на управляющие электроды соответствующих тиристоров силовой схемы управляемого выпрямителя при помощи распределителя на элементах 2И-НЕ (DD4, DD5). Далее эти импульсы усиливаются оконечными усилителями импульсов (драйверами) УИ1, УИ2 с выхода которых подаются непосредственно на управляющие электроды тиристоров. Драйверы кроме усиления осуществляют также гальваническую развязку системы управления и силовой части управляемого выпрямителя, которая осуществляется при помощи импульсных трансформаторов.

3.2 Принципиальная схема системы управления

На чертеже приведена полная принципиальная схема однофазного управляемого выпрямителя, содержащая систему управления и силовую часть.

Силовая часть содержит силовой однофазный трансформатор Т2, тиристоры VS1-VS4, коммутационную и защитную аппаратуру (переключатель S1 и предохранители FU1 и FU2). Параллельно тиристорам подсоединены демпфирующие RC-цепочки (снабберы). К первичной цепи трансформатора подсоединен синхронизирующий трансформатор Т1, синхронизирующий работу системы управления и силовой части управляемого выпрямителя.

Рассмотрим устройство и работу системы управления.

Переменное напряжение сети, синхронизирующее работу системы управления, через понижающий трансформатор Т1 подается на базы транзисторов VT1 и VT2. При подаче положительной полярности напряжения синхронизации транзистор VT1 открыт, а транзистор VT2 закрыт. При отрицательной полярности наоборот, открыт транзистор VT2, а транзистор VT1 закрыт. В результате на коллекторах транзисторов формируются противофазные импульсы напряжения трапецеидальной формы, с частотой f_С = 50 Гц. При этом длительность импульса несколько больше длительности паузы. Противофазные напряжения далее подаются на входы элемента 2И (DD1). В результате на выходе элемента 2И формируются узкие импульсы (рисунок) частотой 100 Гц и длительностью t_И = 100 мкС, которые подаются на вход транзистора VT3, осуществляющего разряд времязадающего конденсатора C1 генератора линейно изменяющегося (опорного) напряжения. В результате поочередного открывания и закрывания транзистора VT3 происходит периодический, с частотой 100 Гц, заряд и разряд конденсатора C1, а на выходе интегратора на микросхеме DA1 формируется пилообразное линейно нарастающее напряжение Uглин. Постоянная времени заряда конденсатора t_зар = C1∙ (R5 + R6).

Пилообразное линейно изменяющееся напряжение с выхода DA1 подается на неинвертирующий вход компаратора DА2. На другой вход компаратора подается напряжение Uрег.

В исходном состоянии на выходе компаратора DA2 будет отрицательное напряжение. Когда напряжение на неинвертирующем входе компаратора увеличится до величины Uрег, напряжение на выходе компаратора скачком изменяется и становится положительным до окончания полупериода переменного напряжения данной фазы. Таким образом на выходе компаратора формируются прямоугольные импульсы, передний фронт которых можно смещать изменением Uрег. При изменении Uрег от нуля до Uрег. max = Uгпн. max передний фронт импульсов смещается от нуля до a_max » 175 эл. град.

Одновибратор DD2 формирует импульсы напряжения длительностью tи, необходимой для надежного открывания тиристоров (tи = 50…100 мкс).

Ограничитель амплитуды импульсов на диодах VD4, VD5 ограничивает амплитуду импульсов, снимаемых с компаратора DA2, имеющего напряжение питания 15 В, до уровня питания цифровых микросхем ТТЛ-серии (+ 5В).

Прямоугольные импульсы с выхода одновибратора через распределитель импульсов (DD3) подаются на входы двухкаскадных импульсных усилителей на транзисторах VT4, VT6 и VT5, VT7. Нагрузкой усилителей импульсов являются импульсные трансформаторы, которые обеспечивает гальваническую развязку низковольтной системы управления от высоковольтной силовой части управляемого выпрямителя.

3.3 Расчет функциональных узлов системы управления

3.3.1 Расчет параметров импульсов управления тиристорами

Расчет элементов системы управления выполняется в следующей последовательности: вначале рассчитываются и определяются параметры импульсов управления тиристорами и рассчитывается выходной каскад, а затем расчет продолжают, начиная с первого каскада [8].

При разработке систем управления (СУ) тиристорами общего применения (незапираемыми) необходимо учитывать следующее.

) Сигнал управления служит только для включения тиристора. По этой причине управление тиристором можно осуществлять короткими импульсами. Это снижает потери в тиристоре и мощность, потребляемую СУ от источника питания.

) Импульс управления должен иметь максимально возможную скорость нарастания и повышенную амплитуду тока в начальный момент включения тиристора. Это ускоряет процесс включения и повышает максимально допустимую скорость нарастания анодного тока тиристора (di_а/dt) _макс и снижает вероятность выхода его из строя.

Амплитуда тока и амплитуда напряжения импульсов управления определяются типом тиристора, характером нагрузки и должны быть достаточны для надежного включения любого тиристора выбранного типа во всем диапазоне рабочих температур. В то же время ток управления I_у и напряжение на управляющем электроде тиристора U_у не должны превышать максимально допустимых для данного типа тиристора значений, чтобы не вывести тиристор из строя.

Для расчета необходимой величины тока и напряжения управления используются предельные характеристики цепи управления.

Свойства источника управляющих импульсов характеризуются его нагрузочной линией - прямой, соединяющей точку U_{у. хх}, соответствующую напряжению холостого хода источника управляющих сигналов при отключенном управляющем электроде тиристора, с точкой I_{у. кз}, соответствующей выходному току источника сигналов управления при коротком замыкании входной цепи тиристора. При этом I_{у. кз} = U_{у. хх}/R_вн, где R_вн - внутреннее сопротивление источника управляющих сигналов (выходного каскада СУ). В это сопротивление входит и добавочное сопротивление, включенное последовательно в цепь управляющего электрода тиристора.

Для надежного включения любого тиристора выбранного типа нагрузочная характеристика источника управляющего сигнала должна располагаться выше области негарантированного включения тиристора, ограниченной минимальными значениями отпирающего тока управления I_{y. o.} и отпирающего напряжения управления U_{y. o.,} либо соприкасаться с ней в одной точке. В то же время данная нагрузочная характеристика должна проходить ниже кривой, характеризующей максимально допустимую мощность потерь на управляющем электроде тиристора (для данной частоты и скважности управляющих импульсов).

Наиболее оптимальным является источник управляющих импульсов, имеющий напряжение холостого хода равное U_{у. хх} =2 U_{y. o.,} а ток короткого замыкания I_{у. кз}=2 I_{y. o.} [8].

Снижение напряжения U_{у. хх} и уменьшение наклона нагрузочной характеристики источника управляющих сигналов нецелесообразно, т.к. приводит к увеличению мощности, выделяемой в управляющем переходе тиристоров с малым сопротивлением управляющего перехода и резко неравномерной загрузке током управляющих переходов тиристоров. Увеличение наклона характеристики также приводит к неравномерной загрузке управляющих переходов и к увеличению напряжения питания и мощности источника импульсов.

Для обеспечения уверенного включения тиристора при любых неблагоприятных сочетаниях внешних факторов (окружающей температуры, питающего напряжения) область негарантированного включения должна быть построена для минимальной окружающей температуры, а напряжение управления должно быть взято с учетом его допустимого снижения.

Длительность импульсов управления t_и должна быть больше времени включения тиристора t_вкл, т.е. должно выполняться условие t_и ³ t_вкл. Но в любом случае длительность импульсов должна быть достаточной, чтобы за время t_и силовой ток тиристора I_а должен успеть нарасти до значения не менее тока включения тиристора I_вкл, т.е. должно выполняться условие I_а³ I_вкл. В этом случае происходит гарантированное включение тиристора. Выполнение последнего условия (I_а ³ I_вкл) особенно необходимо проверять в моменты запуска (включения) тиристорного преобразователя, работающего на активно-индуктивную нагрузку. Индуктивность нагрузки приводит к затягиванию процесса нарастания тока в тиристоре. При активно-индуктивной нагрузке ток в силовой цепи тиристора нарастает сравнительно медленно, в этом случае для управления тиристорами рекомендуется использовать более широкие импульсы управления (длительностью 100мкс. и более).

Разрабатывая источник управляющих сигналов, необходимо учитывать, что управляющее напряжение, подаваемое на тиристор, должно быть однополярным. Отрицательное напряжение на управляющем электроде не должно превышать значений, указанных в ТУ и паспортных данных тиристора (обычно это, примерно, 0.5 В). Для предохранения управляющей цепи от недопустимого отрицательного напряжения (например, обратного выброса напряжения импульсного трансформатора) последовательно в цепь управляющего электрода включается диод.

В результате расчета силовой схемы выбран тиристор типа Т112-16 имеющий следующие параметры [7]:

максимально допустимый средний ток, I_{а. ср} - 16 А;

отпирающее напряжение управления, U_у.0 - 7,5 В;

отпирающий ток управления, I_у.0 - 0,12 А;

время включения, t_вкл - 10 мкс.

Оптимальным является положение линии нагрузки, на семействе входных характеристик, при котором U_{у. хх} = 2U_у.0; I_{у. кз} =2 I_у.0.

Таким образом, параметры источника управляющих импульсов равны:

U_{у. хх} = 15 В; I_{у. кз} = 0,24 А.

Для управления тиристором используем импульсы прямоугольной формы. Длительность импульсов t_и выбирается из условия t_и ³ t_вкл. Учитывая что тиристор типа Т112-10 имеет время включения t_вкл = 10 мкс, выбираем t_и = 100мкс.

3.3.2 Источник синхронизирующих напряжений

Источник синхронизирующих напряжений (рисунок 3.1) вырабатывает систему импульсов синхронизирующих работу функциональных узлов системы управления с переменным напряжением питания силовой части: прямые и инверсные импульсы (U_С1 и U_С2) прямоугольной формы типа "меандр", синхронизированные с переменным напряжением сети, и синхроимпульсы U_СИ прямоугольной формы, длительностью t_И =100 мкС, следующие с частотой f_СИ = 2f_С = 100 Гц.

Рисунок 3.1 - Источник синхронизирующих напряжений

ИСН выполнен на транзисторах VT1, VT2 и микросхеме DD1. Транзисторы VT1 и VT2 работают в режиме усилителей - ограничителей.

На вход системы управления через понижающий трансформатор Т1 подается переменное напряжение с частотой Гц, синхронизирующее работу системы управления и силовой схемы. При подаче положительной полуволны переменного напряжения транзистор VT1 открыт, а VT2 закрыт. Напряжение на коллекторе открытого транзистора . Это напряжение соответствует уровню логического нуля. Напряжение на коллекторе закрытого транзистора В. Это напряжение соответствует уровню логической единицы. Сформированные уровни напряжений подаются на входы элементов микросхемы DD1. В результате этого на выходе элемента DD1.4 формируются короткие импульсы с частотой Гц, а на выходах элементов DD1.1 и DD1.3 формируется противофазное напряжение прямоугольной формы с частотой 50 Гц.

Импульсы с выхода элемента DD1.4 синхронизируют работу ГЛИН.

В качестве транзисторов VT1 и VT2 выбираем транзисторы КТ315А. Максимально допустимый ток коллектора транзисторов в импульсном режиме равен мА.

Выбираем резисторы кОм. Такая величина резисторов хорошо согласуется с входным сопротивлением ТТЛ микросхем.

Ток коллектора транзисторов в открытом состоянии равен

; мА.

Данное значение тока меньше предельно-допустимого значения

мА.

При помощи транзисторов VT1 и VT2 синусоидальное напряжение, снимаемое со вторичных полуобмоток синхронизирующего трансформатора Т1 преобразуется в напряжение почти прямоугольной формы, снимаемое с коллекторов транзисторов. Для получения хорошей прямоугольности выберем ток базы транзистора  из условия

, где ;

 - ток базы насыщения. Для транзистора VT1

;

 - коэффициент усиления транзистора VT1 (минимальное значение), для транзистора КТ315А .

Используя приведенные выше соотношения, определяем величину резистора R1

; кОм;

Выбираем резистор кОм.

3.3.3 Генератор линейно изменяющегося напряжения

При реализации схемы ГЛИН необходимо учитывать технические требования для СУ, касающиеся узла управления и характера регулировочной характеристики выпрямителя.

, где  - напряжение питания,  = 15 В.

.

Принимаем R5+R6=3кОм.

Резистор R6 необходим для подстройки ГЛИН, с учетом этого принимаем

R6=0,2∙ (R5+R6) =600 Ом.

Выбираем согласно стандартному ряду значения резисторов

R6=590 Ом, R5=2,4 кОм.

Диод VD3 повышает помехоустойчивость управления ключевым транзистором VT3. В качестве VD3 выбираем диод типа КД521А.

Проверяем максимальное значение тока коллектора

мА.

Резистор R4 в цепи базы транзистора VT3 выбираем из условия насыщения транзистора

,

кОм.

Выбираем резистор R4=4,9 кОм.

Емкость конденсатора С1 рассчитываем по формуле [8]

,

где  - период переменного напряжения, ;

 - амплитуда пилообразного напряжения, ,

мкФ.

3.3.4 Устройство сравнения

Выбор схемы узла сравнения зависит от типа используемого ГЛИН (источник тока или напряжения) и точности фиксирования момента равенства опорного и управляющего напряжений. Наибольшее распространение получили устройства сравнения на транзисторах и на интегральных операционных усилителях. В качестве устройств сравнения можно использовать компараторы.

Отметим положительные качества, получаемые в результате применения интегральных операционных усилителей в качестве устройств сравнения:

высокая точность фиксирования момента равенства сравниваемых напряжений;

возможность сравнивания большого числа входных сигналов;

высокое входное сопротивление, что позволяет использовать управляющие источники малой мощности.

В качестве сравнивающего устройства применяем операционный усилитель типа К553 УД1.

.3.5 Формирователь длительности импульсов

При разработке формирователей длительности импульсов (ФДИ) необходимо руководствоваться требованиями к СУ тиристорами. Параметры импульсов управления должны обеспечивать надежное включение тиристоров при всех возможных значениях окружающей температуры. Наибольшее распространение получили два способа управления тиристорами: узкими (длительностью 50-500 мкс) и широкими импульсами (длительностью Т_С/6). В случае управления узкими импульсами применяются различные схемы с формирующими RC - цепями. Для этой цели можно использовать схемы ждущих блокинг-генераторов или ждущих мультивибраторов на базе операционных усилителей, однако, чаще используют усилители на транзисторах или операционные усилители с дифференцирующими (укорачивающими) RC - цепями на входе. Такие схемы обеспечивает лучшую помехоустойчивость СУ.

В качестве формирователя длительности импульсов используем одновибратор К155АГ1. Условное графическое обозначение ИМС К155АГ1 и подключение времязадающих цепей показано на рисунке 3.3. Микросхема К155АГ1 имеет три входа запуска, выводы для подключения времязадающих цепей (С и RC), прямой и инверсный выходы [10].

Рисунок 3.2 - Схема подключения микросхемы К155АГ1

Длительность импульсов формируемых па выходе одновибратора определяется по формуле (нумерация элементов см. чертеж 210106. Д08.218.01.00Э3)

t_И = 0,7∙R13∙C2.

Из формулы определяем значение резистора

.

Принимаем С2 = 22нФ, длительность импульсов t_и = 100 мкс

кОм.

Принимаем R13=6,2кОм. Незначительное уменьшение длительности импульсов в связи с уменьшением по сравнению с расчетным значением не имеет существенного значения.

.3.6 Расчет выходного каскада системы управления тиристорами

Усилитель импульсов предназначен для усиления амплитуды импульсов управления, если на выходе ФДИ она недостаточна.

В качестве выходных каскадов систем управления тиристорами на практике часто используются блокинг-генераторы, работающие в ждущем режиме, и усилители на транзисторах, работающие в ключевом режиме. Блокинг-генераторы используются в качестве формирователей "узких" импульсов управления тиристорами длительностью не более нескольких десятков мкс. Импульсные транзисторные усилители могут использоваться для получения более "широких" импульсов длительностью до нескольких мс. В современных тиристорных преобразователях в качестве выходных каскадов СУ обычно применяют транзисторные усилители импульсов. Транзисторный усилитель усиливает по напряжению, току и мощности импульсы, поступающие с выхода формирователя длительности импульсов (ФДИ), до значений, обеспечивающих надежное открывание тиристоров силовой части преобразователя. Усилитель должен обеспечивать минимальное время включения тиристора за счет высокой скорости нарастания тока управления тиристора I_у.

В качестве выходного каскада системы управления тиристорами однофазного управляемого выпрямителя применяем двухкаскадный усилитель импульсов на транзисторах с импульсным трансформатором на выходе, управляемый сигналами низкого уровня (рисунок 3.3). Импульсный трансформатор, осуществляет гальваническую развязку системы управления и силовой части преобразователя. Диод VD2 устраняет перенапряжения на транзисторе VT2 в момент его запирания. Диоды VD3 и VD4 исключают попадание импульсов отрицательной полярности на управляющий электрод тиристора. Транзисторы VT1 и VT2 в данной схеме работают в ключевом (импульсном) режиме. Для повышения надежности работы схемы на базу выходного транзистора подаем отрицательное напряжение, поддерживающее транзистор в закрытом состоянии при отсутствии входного управляющего сигнала.

Рисунок 3.3 - Усилитель импульсов управления тиристорами

Исходными данными для расчета выходного усилителя импульсов являются.

) Рассчитанные ранее значения выходных параметров: напряжение холостого хода (U_{у. хх}) и ток короткого замыкания (I_{у. кз}), которые должны быть обеспечены на выходе усилителя импульсов.

) Параметры выбранных тиристоров: время включения (t_вкл.) и время выключения (t_выкл.).

) Параметры импульсов управления: длительность импульсов (t_и) и частота следования импульсов (F_и).

) Параметры импульсов действующих на входе оконечного усилителя, которые формируются предыдущими каскадами системы управления: амплитудные значения входного тока (I_{вх. м}) и входного напряжения (U_{вх. м}).

Расчет параметров усилителя

1.      Определим значение резисторов R5 и R6 ограничивающих амплитуду тока управляющих импульсов

Из ряда стандартных значений резисторов выбираем стандартное значение резистора R5 = R6 = 62 Ом.

2.      Величину напряжения коллекторного питания транзистора VT2 выбираем равным 15 В.

3.      Коэффициент трансформации импульсного трансформатора находим по формуле

,

где  - напряжение на коллекторе транзистора в режиме насыщения. Принимаем =1В.

.

4.      Максимальное значение тока коллектора транзистора VT2

,

где - ток нагрузки, приведенный к коллекторной обмотке;

 - ток намагничивания трансформатора.

.

5.      Выбираем из справочника транзистор, удовлетворяющий условиям

, ,

Заданным условиям удовлетворяет транзистор типа КТ817Б, имеющий параметры [11]: коэффициент усиления по току b = 40 - 70; напряжение насыщения база-эмиттер  = 2 В; напряжение насыщения коллектор - эмиттер,  =0,6 В; максимально-допустимое напряжение коллектор-эмиттер,  = 40 В; максимально-допустимый ток коллектора,  = 1.5 А; максимально-допустимая мощность, рассеиваемая на коллекторе с радиатором  =10 Вт (без радиатора 1Вт).

6.      Рассчитаем ток базы транзистора VT2, обеспечивающий режим насыщения

,

где S = 1,2…1,5 - коэффициент насыщения транзистора VT2;

b_2min - минимальное значение коэффициента усиления транзистора.

7.      Сопротивление резистора R3 найдем из соотношения

,

где  - напряжение питания транзистора VT1, Е₁ =15В;  - напряжение насыщения "коллектор-эмиттер" транзистора VT1, = 1В;  - напряжение насыщения "база-эмиттер" транзистора VT2; =2 В.

 Ом.

Принимаем R3=560 Ом.

8.      Ток коллектора транзистора VT1 в насыщенном состоянии равен

,

где  - напряжение на коллекторе VT1 в насыщенном состоянии (U_{к1. нас} = 1 В).

= 15 В, = 2 В.

 А

9.      Выбираем транзистор VT1 из условий:

; .

Заданным условиям удовлетворяет транзистор типа КT361А, имеющий параметры [11]:

коэффициент усиления по току, b = 20 - 300; напряжение база-эмиттер, = 1 В; максимально-допустимое напряжение коллектор-эмиттер, = 40 В; максимально-допустимый ток коллектора, = 50 мА; максимально-допустимая мощность, рассеиваемая на коллекторе, = 0,15 Вт.

.        Определим ток базы

,

где S = 1,2…1,5 - коэффициент насыщения транзистора VT1; b_1min - минимальное значение коэффициента усиления транзистора.

11.    Сопротивление резистора R2 находим из условия:

где =0,4В - уровень логического нуля цифровой интегральной микросхемы с выхода которой подается сигнал на вход усилителя импульсов.

Выбираем стандартное сопротивление R2 = 4,6 кОм.

. Расчет основных параметров импульсного трансформатора

а) магнитопровод выбираем в виде ферритового кольца, марки НМ-6000 [14].

б) рассчитаем геометрические размеры магнитопровод по формуле

где L - средняя длинна магнитопровода; S - площадь поперечного сечения сердечника; DB - приращение индукции (DB =700-2000 Гс); m_н - начальная магнитная проницаемость материала (m_н=300-5000 Гс/Э); t_и - длительность импульса. Выбираем DB = 2000, m_н = 5000.

Выбираем ближайшее стандартное значение = 0,047

L = 22 мм, S = 0.0213 см².

в) число витков первичной коллекторной обмотки трансформатора находим по формуле

,

где m_D - импульсная магнитная проницаемость материала.

w1 = 1303 витка.

г) число витков вторичной нагрузочной обмотки трансформатора равно

 витка.

Выбор диодов производится, исходя из следующих параметров:

–       допустимого прямого импульсного тока;

–       допустимого обратного напряжения.

Прямой импульсный ток в схеме не превышает 300 мА, а обратное напряжение 15В. Исходя из этого, выбираем диоды VD1…VD3 типа КД226А с параметрами:

·   допустимый прямой импульсный ток I_пр. = 0,3 А;

·   допустимое обратное напряжение U_обр. = 300 В.

Заключение

Широкое применение в промышленности находят нереверсивные ведомые сетью преобразователи постоянного напряжения на базе тиристорных управляемых выпрямителей. Наиболее часто встречающаяся область их применения - электроприводы постоянного тока, предназначенные для управления скоростными режимами поточных линий и отдельных машин различных производств. Преобразователи обеспечивают возможность построения нереверсивных электроприводов постоянного тока с обратной связью по скорости или ЭДС двигателя.

Управление тиристорами преобразователей осуществляется посредством системы импульсно-фазового управления (СИФУ), предназначенной для генерирования и формирования управляющих импульсов определенной формы и длительности, распределения их по фазам и изменения момента подачи на управляющие электроды вентилей преобразовательного установки. В настоящее время проявляется тенденция к унификации СИФУ различных устройств.

Список использованной литературы

1 Лачин В.И., Савелов Н.С. Электроника: Учеб. пособие. - Ростов н/Д: изд-во "Феникс", 2000. - 448с.

. Розанов Ю.К. Силовая электроника: учебник для вузов / Рябчицкий М.В., Кваснюк А. А.; 2-е изд., стер. - М.: МЭИ, 2009. - 632 с.

. Шкарупин А.Я. Методические указания к курсовому проекту по теме "Управляемый выпрямитель на тиристорах" / Юж. - Рос. гос. техн. ун-т. - Новочеркасск: ЮРГТУ, 2009. - 15 с.

. Шкарупин А.Я. Расчёт систем управления тиристорами: Методические указания к курсовому проекту по преобразовательной технике. / Новочерк. гос. техн. ун-т. Новочеркасск: ЮРГТУ, 2009. - 20 с.

. Чебовский О.Г., Моисеев Л.Г., Недошивин Р.П. Силовые полупроводниковые приборы: Справ. М.: Энергоатомиздат, 1985. - 400с.

. Справочник по интегральным микросхемам / Б.В. Тарабрин, С.В. Якубовский, Н.А. Барканов и др.; Под ред. Б.В. Тарабрина. - 2-е изд., перераб. и доп. М.: Энергия, 1981. - 816 с.

. Диоды, тиристоры, транзисторы и микросхемы широкого применения. Справочник. / Б.Ф. Бессарабов, В.Д. Федюк, Д.В. Федюк. Воронеж: ИПФ "Воронеж", 1994. - 720 с.