Проектирование передатчика с угловой модуляцией сухопутной подвижной службы

Проектирование передатчика с угловой модуляцией сухопутной подвижной службы

МОСКОВСКИЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ

СВЯЗИ И ИНФОРМАТИКИ

Кафедра радиопередающих устройств

КУРСОВОЙ ПРОЕКТ

на тему:

«Проектирование передатчика с угловой модуляцией сухопутной подвижной службы»

Выполнила: Барскова М. В.

Группа: ПС0502

Проверил: Груздев В. В.

Москва-2008

Содержание

Введение

.     Выбор способа получения частотной модуляцией

2.       Выбор способа обеспечения заданной стабильности частоты передатчика

.        Выбор структурной схемы возбудителя

.        Синтезатор частот, выполненный по методу активного синтеза

.        Разработка структурной схемы передатчика

.        Расчет структурной схемы ОК и ПОК усиления мощности

.        Электрический расчет режимов каскадов ВЧ тракта передатчика

8.   Расчет оконечного каскада усиления

9.   Расчет транзисторного автогенератора на основе трехточки

10.     Расчет выходной фильтрующей системы

.        Расчет цепей согласования

12. Проектирование и расчет широкодиапазонной выходной цепи связи

13. Проектирование и расчет широкодиапазонной входной цепи связи

Список литературы

Введение

При расчете радиопередающего устройства необходимо отметить назначение передатчика.

Назначение передатчика - преобразование энергии источника питания в энергию электромагнитных колебаний и модуляции этих колебаний передаваемым сигналом.

В соответствии с этим определением радиопередающее устройство должно состоять из трех функциональных узлов: генератора, создающего РЧ колебания необходимой мощности и заданной частоты, модуляционного устройства, усиливающего информационный сигнал с последующим воздействием на РЧ колебания генератора, и снабжающий их электроэнергией источник питания.

Требования к передатчику определяются назначением радиосистемы и ее характеристиками. К перечню требований относятся рабочая частота или диапазон рабочих частот, выходная мощность, вид модуляции, стабильность частоты, уровень искажений сигнала, уровень внеполосных излучений, допустимые габаритно-массовые показатели, характеристики механической прочности и др.

Данные требования, в соответствии с ГОСТом 12252-86 отражены в техническом задании.

В данном курсовом проекте необходимо рассмотреть передатчик радиостанции с угловой модуляцией, предназначенной для организации сухопутной подвижной радиотелефонной связи в различных отраслях в диапазоне частот УКВ 320 - 400 МГц. Выбор УКВ диапазона для подвижных систем связи может диктоваться не только соображениями информационной емкости этого диапазона, позволяющей разместить в нем множество каналов, но и небольшими габаритами антенн и колебательных систем.

Функциональными узлами, подлежащими расчету, являются: оконечный, предоконечный каскады усиления, автогенератор, выходная фильтрующая система и цепь связи.

1. Выбор способа получения частотной модуляции

Угловая модуляция может быть получена в передатчике прямым способом, когда модулируется непосредственно частота автогенератора передатчика, или косвенным, когда в промежуточном каскаде передатчика производится фазовая модуляция. Достоинство первого способа - возможность получения глубокой и достаточно линейной частотной модуляции, недостаток - трудность обеспечения стабильности средней частоты колебания с ЧМ. Достоинство косвенного способа - высокая стабильность средней частоты, недостатки - неглубокая модуляция, трудность передачи низких модулирующих частот.

Достоинства косвенного способа получения ЧМ особенно полно проявляются в передатчиках низовой связи, где девиация частоты при ЧМ небольшая, а допустимые нелинейные искажения гораздо больше, чем у вещательных и магистральных связных передатчиков.

Число умножителей частоты, необходимое для достижения заданной девиации частоты, здесь может быть небольшим (2…4 каскада).

2. Выбор способа обеспечения заданной стабильности частоты передатчика

Одним из основных параметров передатчика является стабильность частоты. В большинстве современных передатчиков относительная нестабильность частоты ∆f/f имеет порядок 10^-5-10^-7. Повышение стабильности частоты позволяет разместить большее количество радиостанций в заданном частотном диапазоне и уменьшить уровень помех при приеме за счет сужения полосы приемника. Стабильность частоты определяет автогенератор. В первую очередь, автогенератор должен иметь стабильный по частоте резонатор, во-первых, эталонный, а во-вторых, высокодобротный. Первое необходимо, так как нестабильность собственной частоты резонатора полностью переносится на нестабильность частоты автоколебаний. Второе требование обеспечивает слабое влияние на частоту автоколебаний параметров элементов схемы автогенератора. В наибольшей степени этим двум требованиям удовлетворяют кварцевые резонаторы. Нестабильность частоты автогенераторов с такими резонаторами не хуже 10^-5-10^-9. Рабочие частоты кварцевых генераторов обычно не выше 100-200 МГц. частотный модуляция автогенератор передатчик

3. Выбор структурной схемы возбудителя

Возбудителем называют устройство, входящее в состав радиопередатчика и предназначенное для формирования колебаний с заданными частотами и требуемым видом модуляции (рис.1).

Рис. 1. Структурная схема возбудителя

Опорный генератор (ОГ на рис.1) представляет собой автогенератор с кварцевой стабилизацией частоты, дополненной системой термостатирования и термокомпенсации.

Теперь рассмотрим поподробнее синтезатор частот (СЧ на рис.1).

В тракте синтеза частот осуществляется процесс получения одного или нескольких колебаний требуемых номиналов путем преобразования опорных частот, называемый обычно синтезом частот. Для этого используются операции сложения, вычитания, деления и умножения частот. Эти операции производят соответственно с помощью делителей частоты, умножителей частоты и сумматоров частоты. Очень часто умножение частоты производят с помощью петель автоподстройки частоты, состоящих из управляемого напряжением генератора (ГУН), фазового или частотного детекторов и делителя частоты на N. Если устройство синтеза частот выполняется в виде функционально законченного блока или прибора, его называют синтезатором частот.

Все системы синтеза частот делят на две группы: системы активного (косвенного) и системы пассивного (прямого) синтеза. Системами активного синтеза называют системы синтеза частот, в которых фильтрация колебания синтезируемой частоты осуществляется с помощью колец фазовой автоподстройки частоты или компенсационного кольца. В системах пассивного синтеза получение выходных частот производится без применения колец АПЧ.

В системах подвижной связи используются, в основном, цифровые СЧ, выполненные по методу активного синтеза. Поэтому в данном курсов проекте рассмотрим подробнее этот метод синтеза.

4. Синтезатор частот, выполненный по методу активного синтеза

В этих синтезаторах выходная частота генератора, управляемого напряжением ГУН, являющаяся и выходной частотой СЧ, подается на делитель частоты с коэффициентом деления N (рис.1)

Выходная частота делителя f_ср, называемая частотой сравнения, подается на один из входов устройства сравнения. В качестве устройства сравнения используется фазовый детектор (ФД). На другой вход устройства сравнения подается сигнал опорного генератора ОГ с частотой f₀, поделенной с помощью соответствующего делителя на К. Устройство сравнения вырабатывает управляющий сигнал, величина которого пропорциональна разности частот f₀/K и f_ср. Управляющий сигнал через фильтр нижних частот (ФНЧ), необходимый для фильтрации этого сигнала и обеспечения устойчивости работы синтезатора, подается на вход ГУН и производит подстройку частоты f_вых. Номинал выходной частоты устанавливается путем выбора значения коэффициентов деления.

В данном разрабатываемом возбудителе на выходе ставим два умножителя частот: на 2 и на 4.

Рассчитаем частотный план данного устройства.

Необходимо синтезировать сетку частот от F_выхmin= 320 МГц до F_выхmax =400 МГц с f₀= 10 МГц.

Пусть частота сравнения f_ср = f_шаг = 25 кГц

Частота на выходе ГУН f_выхгун= 40 - 50 МГц

Найдем значение коэффициента деления К = f₀/ f_шаг = 10*10⁶/ 25*10³ = 400

Найдем максимальное и минимальное значение коэффициента деления N:

N_max = f_{выхгунmax}/ f_ср = 50*10⁶/25*10³ = 2000

N_min = f_{выхгунmin}/ f_ср = 40*10⁶/25*10³ = 1600

5. Разработка структурной схемы передатчика

Рассмотрим построение структурной схемы передающей части радиостанции с ЧМ.

Рисунок 2. Структурная схема передающей части станции

Модуляцию осуществляют в ГУН с ЧМ (ЧМАГ), входящего в состав возбудителя, как правило, на выходной частоте. При выполнении ГУН по трехточной схеме на транзисторе снимаемый с него сигнал имеет мощность передатчика -10 дБм, что требует последующих схем усиления до уровня 13 - 15 дБм. ГУН и усилители радиочастот строят на маломощных и малошумящих транзисторах. В схеме ГУН является перестраиваемым в рабочем диапазоне частот, центральная часть ЧМ сигнала стабилизирована синтезатором с кольцом ИФАПЧ. Стабильность частоты обеспечивает опорный кварцевый автогенератор ОГ.

6. Расчет элементов структурной схемы предоконечного (ПОК) и оконечного каскада (ОК) усиления мощности

В оконечном усилителе используем квадратурную схему сложения мощности двух транзисторных усилителей, которая позволит ослабить взаимное влияние двух балансных схем и упростить согласование их входных цепей, обеспечит подавление отраженных волн на выходе модуля при его работе на несогласованную нагрузку (фидер). Применение квадратурной схемы сложения позволяет на порядок снизить уровень эхосигналов, что важно при работе на фидер с недостаточно высоким КБВ.

Основные преимущества квадратурных мостовых схем состоят в следующем:

.        Выходное сопротивление квадратурного моста сложения - постоянное резистивное и равно номинальному R при любых, в том числе близких к реактивным, но обязательно одинаковых, выходных сопротивлениях генераторов.

.        Входное сопротивление квадратурного моста деления - постоянное резистивное и равно номинальному R при любых, в том числе близких к реактивным, но одинаковых, нагрузочных сопротивлениях.

Применение квадратурной схемы приводит результирующее входное сопротивление двух генераторов к номинальному, равному входному сопротивлению квадратурного моста и тем самым повышает устойчивость работы данного каскада.

Рассмотрим получение нужной мощности на выходе передатчика и учтем все потери на пути сигнала от возбудителя к антенне.

При этом используем приблизительные наиболее распространённые значения коэффициентов полезного действия отдельных каскадов тракта. Расчёт производится «с конца» тракта, так как он основывается на выходной мощности передатчика, оговоренной в техническом задании.

В антенно-фидерную систему сигнал попадает, пройдя выходную фильтрующую систему (ВФС), предназначенную для подавления гармоник рабочей частоты, создаваемых оконечным каскадом усиления, до уровня, оговоренного в нормах на электромагнитную совместимость (в данном случае -70 дБ), а также для компенсации реактивного сопротивления АФТ. КПД ВФС : η= 0.7, значит мощность на входе ВФС должна быть:

Р_ВФС=Р_а/ η =143 Вт

Перед ВКС в структурной схеме стоит оконечный каскад усиления (ОК). Для его построения используем схему сложения мощностей. Это связано с тем, что при создании мощных генераторных приборов, включая транзисторы, наступают физические и технологические ограничения. Параллельное включение большого числа (N) транзисторов меньшей мощности теоретически может дать мощность NP₁, где Р₁ - мощность одного из них. Но на практике из-за достаточно ощутимого разброса параметров суммарная мощность оказывается гораздо ниже максимально возможной. Кроме того, при этом резко ухудшается устойчивость генераторов, даже если включать транзисторы параллельно в каждое плечо двухтактной схемы. Ввиду того, что транзисторы являются низковольтными приборами, при их параллельном включении ещё больше уменьшаются входные и нагрузочные сопротивления, и тем самым в ещё большей степени усложняется построение цепей связи. Поэтому проще получить меньшую мощность в двух плечах , применив затем схему сложения мощностей. В таком случае суммарная мощность ОК должна быть равна мощности на входе ВФС. Но необходимо учесть потери мощности в мостовой схеме сложения. КПД мостовой схемы сложения η_Σ = 0,9, следовательно каждый из двух транзисторов должен отдать в схему сложения мощность

P_VT1,2= Р_ВФС /η_Σ2= 80 Вт

При выборе транзистора необходимо учесть, что для повышения надёжности, а также для учёта возможности работы на рассогласованную нагрузку следует задаваться мощностью, превышающей требуемую примерно на 25-30%.

Значит, транзисторы должны давать

P_VT1,2' = P_VT1,2_*1.2 = 95 Вт

Таким образом, выберем транзистор 2Т970А, обладающий следующими параметрами:

f_раб = 400 МГц

Р_н = 100 Вт

К_р = 5

Е_п = 28 В

Схема включения: ОЭ

Режим работы: класс В

На входе транзисторного УМ с учётом коэффициента передачи по мощности (К)Р мощность должна составлять

вх_VT1,2= P_VT1,2' /К_Р1,2=19 Вт

Мощность, подаваемая на два транзистора со схемы деления составляет

_* Pвх_VT1,2 =38 Вт.

КПД схемы деления мощности η_дел = 0,9, значит на её входе необходимо иметь

вх_дел=38/ η_дел= 42 Вт

При выборе следующего транзистора руководствуемся теми же соображениями, что и в предыдущий раз. Поэтому выберем такой же транзистор: 2Т970А.

На входе этого транзисторного УМ, следовательно имеем

вх_VT3= Pвх_дел / К_Р3= 8.4 Вт

Между двумя УМ необходимо использовать цепь согласования (ЦС) из-за неравенства выходного сопротивления предыдущего УМ входному сопротивлению последующего. Без использования ЦС УМ работает на комплексную нагрузку, что уменьшает отдаваемую им мощность. Помимо этого ЦС также должна отфильтровывать высшие гармоники рабочей частоты, чтобы они не усиливались последующими УМ. ЦС не должна оказывать значительного влияния на сигнал. КПД ЦС _ЦС= 0.9.

Мощность на входе ЦС с учётом КПД:

Р_ЦС1= Pвх_VT3/_ЦС= 9.4 Вт

Выбираем транзистор, учитывая значение мощности, которое необходимо получить на его выходе: 2Т934А

f_раб = 400 МГц

Р_н = 10 Вт

К_р = 2

Е_п = 28 В

Схема включения: ОЭ

Режим работы: класс В

Рассчитаем мощность на его входе:

вх_VT4 = Р_ЦС1 / К_Р4= 4.7 Вт

Полученный уровень мощности может быть обеспечен возбудителем, следовательно, тракт усиления мощности состоит из 3-х усилительных ступеней, одной цепи согласования, схемы деления и схемы сложения мощностей.

Структурная схема ПОК и ОК усиления мощности приведена на рис. 4

Рисунок 4. Структурная схема ПОК и ОК усиления мощности.

7. Электрический расчет режимов каскадов ВЧ тракта передатчика

Электрический расчет режимов каскадов передатчика подразумевает расчет параметров транзисторного генератора в критическом режиме по напряженности. Расчет производится как в ОК, так и в ПОК.

Так как устройство работает в диапазоне УКВ, то целесообразно применить в качестве оконечного каскада схему двухтактного широкополосного усилителя на трансформаторах Рутроффа. Это связано с тем, что в обычных трансформаторах на высоких частотах сказывается влияние межвитковых емкостей и индуктивности рассеяния. Собственные межвитковые емкости ограничивают рабочую полосу частот обычных трансформаторов, не позволяя использовать их на радиочастотах. В трансформаторах Рутроффа обмотки конструктивно выполнены так, чтобы межвитковые емкости и индуктивности рассеяния создавали однофазную электрическую линию. С учетом этого АЧХ трансформатора Рутроффа расширяется, что позволяет использование двухтактного широкополосного усилителя в более широком диапазоне частот.

8. Расчет оконечного каскада усиления

В данном устройстве, которое необходимо рассчитать использован транзистор серии 2Т970А.

К его параметрам относятся:

1. Статический коэффициент передачи по току h_21э0 = 20

. Сопротивление материала базы r_б = 0.5 Ом

. Сопротивление материала эмиттера r_э = 0.15 Ом

. Сопротивление насыщения r_нас = 0.4 Ом

. Напряжение отсечки Е'_б = 0.3 В

. Граничная частота передачи по току f_т = 1000 МГц

. Емкость коллекторного перехода С_к = 150 пФ

. Емкость эмиттерного перехода С_э = 1800 пФ

. Индуктивность эмиттерного вывода L_э = 0.2 нГн

. Индуктивность базового вывода L_б = 1 нГн

. Индуктивность коллекторного вывода L_к = 0.87 нГн

Допустимые параметры:

. Предельное напряжение на коллекторе - эмиттере Е_кэдоп = 50 В

. Предельное напряжение на коллекторе Е_кдоп = 28 В

. Предельное напряжение на базе - эмиттере Е_бэдоп = 13 В

. Допустимое значение постоянной составляющей коллекторного тока I_к0доп = 1 А

16. Рабочая частота диапазона f_раб = 500 МГц                          

17. Мощность в нагрузке Р’_н = 100 Вт

. Коэффициент усиления по мощности К’_р = 5

. КПД ГВВ η = 50 %

20. Напряжение питания Е_п = 28 В. Выберем напряжение из нормали стандартных напряжений Е_п = 30 В.

. Постоянная времени коллекторного перехода τ_к = 12 пс

. Допустимая температура перехода t_доп = 160 ˚С

9. Расчет транзисторного автогенератора на основе трехточки

Автогенератором называется устройство, преобразующее энергию источника питания в энергию РЧ колебаний без возбуждения извне.

Основной тип генераторов, высокостабильных по частоте гармонических колебаний в радиопередатчиках, - кварцевый генератор (КГ). Большая добротность и эталонность используемых в КГ резонаторов определяют высокую стабильность частоты генерируемых колебаний. Кварцевые резонаторы работают на объемных типах акустических (механических) колебаний. Кварцевые генераторы реализуются на частотах примерно до 100 МГц - при использовании нечетных механических гармоник колебаний кварцевого резонатора.

Однако работа на высших гармониках связана с некоторым усложнением схемы автогенератора, ухудшает его шумовые свойства. Так как в данной работе передатчик работает в диапазоне частот от 320 до 400 МГц, то целесообразно сделать автогенератор на 10 МГц, и поставить после него два умножителя частоты: один на 5, другой на 8.

Расчет автогенератора начинаем с выбора транзистора, он должен удовлетворять условию: f₀ < 0.5 f_s. Выберем маломощный высокочастотный транзистор КТ306А, обладающий следующими параметрами:

h_21э0 = 20, f_р = 300 МГц, С_к = 5 пФ, С_э = 4.5 пФ, L_э = L_б =11 нГн, Е_к = 9 В, Е^’_б = 0.3 B, r_нас = 10 Ом (так как данный параметр отсутствует, мы взяли типовое значение этого параметра у транзистора, близкого по свойствам к данному). Допустимые параметры: Е_кбдоп = 15 В, Е_кэдоп = 10 В, Е_эбдоп = 4 В, I_кдоп = 30 мА

1.       Зададимся индуктивностью контура: L_к = 10 мкГн

2.       Найдем емкость контура:

Из этой формулы найдем С_к/2 = С_к1= С_к2 = 140 пФ

Приведем это значение к нормали: С_к1= С_к2 = 150 пФ

3.       Найдем размах импульса коллекторного тока:

i_кmaxдоп = 0.3* I_кдоп = 9 мА

4.       Выбираем угол отсечки установившегося режима равным θ_у = 70˚

5.       Находим значения составляющих коллекторного тока:

6.       Определим граничный коэффициент использования питающего напряжения:

7.       Найдем амплитуду коллекторного тока:

U_к = ζ*E_к = 0.78*9 = 7 В

. Определим полезную мощность каскада:

Р₁ = 0.5*I_к1* U_к = 0.5*3.924*10^-3*7 = 0.0137 Вт

. Определим мощность, потребляемую от источника:

Р₀ = I_к0* Е_к = 2.268*9*10^-3 = 0.02 Вт

. Определим мощность, рассеиваемую на коллекторе транзистора:

Р_п = Р₀ - Р₁ = 0.02 - 0.0137 = 0.0067 Вт

. КПД каскада:

η= Р₁/ Р₀ = 68%

. Определим сопротивление коллекторной нагрузки:

R_экв = U_к/ I_к1 = 7/3.924*10^-3 = 1.8 кОм

. Найдем амплитуду напряжения первой гармоники:

U_б1 = i_кmax/S*(1-cosθ) = 0.136 В

Е_бу = Е^’_б - U_б1*cosθ = 0.25 В

I_б0 = I_к0/ h_21э0 = 2.268*10^-3/20 = 0.113 мА

. Делители напряжения R1 и R2 обеспечивают нужное смещение на транзисторе. Пусть Е_бн =1.5 В

. Найдем напряжение, падающее на сопротивлении R_авт

Е_Rавт = Е_бн - Е_бу = 1.5 - 0.25 =1.25 В

. Найдем постоянную составляющую тока эмиттера:

I_э0 = I_к0 + I_б0 = (2.268 + 0.113)*10^-3 = 2.38 мА

. Найдем значение сопротивления R_авт:

R_авт = Е_Rавт/ I_э0 = 1.25/2.38*10^-3 = 525 Ом

. Рассчитаем постоянный ток делителя:

I_д0 = 10* I_б0 = 1.13 мА

. Теперь рассчитаем значения делителей напряжения:

R₂ = Е_бн/ I_д0 = 1.5/ 1.13*10^-3 = 1.3 кОм

R₁ = (Е_к - Е_бн)/ I_д0 = 6.6 кОм

. Рассчитаем блокировочные элементы.

Блокировочные элементы препятствуют протеканию переменного тока в цепь питания.

Выбираем величину блокировочных деталей из условий:

* R_экв ≤ |X_Lбл|, тогда X_Lбл = 90 кОм -реактивное сопротивление индуктивности;

R_экв/50 ≥ |X_Сбл|, тогда X_Сбл = 36 Ом - реактивное сопротивление емкости.

С другой стороны:

X_Lбл = ω_р*L_бл

X_Сбл = 1/ ω_р*С_бл

Найдем из этих соотношений значения блокировочных элементов.

При моем значении тока I_к0 значение блокировочного дросселя выбирается стандартным L_бл= 1 мкГн

С_бл = 1.47*10^-11 = 14.7 пФ

В стандартном ряде емкостей выбираем конденсатор с емкостью

С_бл = 15 пФ

. Найдем напряжение, падающее на сопротивлении R_г:

Из нормали напряжений выберем ближайшее большее: 24 В

. Найдем значение сопротивления R_г:

R_г = Е_Rг/ (I_к0+ I_д0) = 24/ 3.39*10^-3 = 7 кОм

Для лучшей стабилизации частоты передатчика, лучше использовать кварцевые автогенератор. Для этого, вместо емкости ставим кварц, а один из конденсаторов делаем подстроечным.

10. Расчет выходной фильтрующей схемы (ВФС)

Высшие гармоники тока или напряжения, образованные в результате работы транзисторов в нелинейном режиме, должны быть ослаблены в нагрузке передатчика (антенне, фидере) до уровня, определяемого международными и общесоюзными нормами. Это обеспечивается выходной колебательной системой (ВКС), устанавливаемой после оконечного каскада передатчика.

Заданную фильтрацию гармоник, в первую очередь наиболее интенсивных - второй и третьей. ВКС должна обеспечить в рабочем диапазоне частот передатчика при заданном уровне колебательной мощности и высоком КПД. В этом основное отличие ВКС от резонансных контуров, межкаскадных цепей связи и т. д. Кроме того, построение ВКС существенно зависит от рабочего диапазона передатчика. В передатчиках с небольшим коэффициентом перекрытия К_f < 1,6…1,9 для фильтрации высших гармоник ВФС можно выполнить в виде широкодиапазонного неперестраиваемого фильтра. Основное преимущество такой конструкции в отсутствии перестроечных элементов.

Рассмотрим особенности построения ВФС в виде неперестраиваемого фильтра при К_f передатчика менее 1,6...1,9. В этом случае проектирование можно вести так, чтобы найти оптимальное значение полосы пропускания фильтра, т.е. его f _н.ф и f _в.ф, и число его звеньев, при которых будут обеспечиваться наименьшие потери в LС-элементах, т.е. наибольший КПД фильтра в рабочей, более узкой, от f _н.п до f _в.п, полосе частот.

У фильтров Баттерворта и Чебышева минимальные потери достигаются при оптимальном числе звеньев (т= m_опт). которое определяется только требуемым затуханием a_ф. При выборе между фильтрами Баттерворта и Чебышева предпочтение следует отдать вторым. У фильтров Чебышева потери получаются несколько меньше, а полоса пропускания заметно больше. При а = 0,1.. .0,2 дБ полоса пропускания при т= m_опт составляет 0,3... 0,4 от предельно возможной.

Руководствуясь вышесказанным, остановимся на полосовом фильтре Чебышева.

Исходные данные для расчёта:

Таблица 1

Здесь а_ГН - относительный уровень высших гармоник напряжения (или тока) на выходе двухтактного генератора на транзисторах с ОЭ (типовое значение); R_н.ном - номинальное нагрузочное сопротивление;

КБВ_Н - допустимое значение КБВ нагрузки;

КБВ_ВХ - допустимое значение КБВ на входе ВФС;

а_ДОП - допустимый уровень высших гармоник на входе передатчика.

1. Определяем коэффициент перекрытия по частоте передатчика:

К_f = 400/320 = 1.25

Так как он меньше 1.6, то устанавливаем 1 фильтр.

2. Определяем КБВ_ф, который должна обеспечивать колебательная система:

КБВ_ф = КБВ_ВХ/ КБВ_Н = 0.7/0.8 = 0.88

3. Неравномерность АЧХ в полосе пропускания колебательной системы в децибелах:

Δa = 10lg[(1+ КБВ_ф)²/4КБВ_ф]

Δa = 10lg[(1+ 0.88)²/40.88] = 10lg[1.004] = 0.017 (дБ)

. Находим минимально допустимое затухание a_ф , которое должен обеспечить фильтр в полосе задержания:

a_ф = - а_ДОП+ а_ГН = 50 (дБ)

5. Находим нормированную частоту в полосе задержания, на которой необходимо обеспечить затухание а_Ф. Определяем порядок m фильтра для второй (n=2) и третьей (n=3) гармоники. Максимальное из полученных m округляем до ближайшего целого числа - это и будет искомым порядком:

для n = 2: Ω_з2 = (n - К_f/n)/( К_f - 1) = (2 - 1.07/2)/(1.07 - 1) = 5.5

m = 2.698, округляем до m = 3.

Для n = 3: Ω_з3 = (n - К_f/n)/( К_f - 1) = (3 - 1.07/3)/(1.07 - 1) = 10.4

m = 2.126, округляем до m = 2.

Следовательно порядок фильтра m = 2.

6. Рассчитаем элементы, входящие в фильтр рисунок 4

Рисунок 5.

Теперь определим коэффициенты с^~ и l^~ при r₁ = r₂ = 1.

с^~₁ = с^~₃ = 0.396062; l^~₁ = l^~₃ = 0.862062; с^~₂ = 0.862062; l^~₂ = 0.396062.

Теперь найдем значения реактивных элементов:

L₁ = L₃ = l^~₁R_н.ном/2p(f_в - f_н) = 0.862062_*75/251.2_*10⁶ = 1.93_*10^-7 (Гн);

С₂ = с^~₂ /2p(f_в - f_н)R_н.ном = 0.862062/251.2_*10⁶*75= 4.57_*10^-11 (Ф).

Определим параметры дополнительных реактивных элементов из условия настройки всех контуров в резонанс на среднюю частоту полосы пропускания

f₀ = 357_*10⁶ (Гц);

L_1*С₁ = 1/(2p)²_* f₀², откуда С₁ = 1/(2p)²_* f₀²_*L₁ = 6.45*10^-12 (Ф).

L_2*С₂ = 1/(2p)²_* f₀², откуда L₂ = 1/(2p)²_* f₀²_*С₂ = 4.7* 10^-9 (Ф).

11. Расчет цепей согласования

Структурная схема усилителя мощности (УМ) в общем случае содержит активный элемент и цепи связи: входную и выходную. Каждая из цепей связи, или их еще называют цепями согласования, может выполнять ряд функций. Требования к усилителю по величинам выходной мощности, коэффициента передачи и КПД выполняются в первую очередь выбором типа активного элемента и его режима. Однако реализация этого режима возможна лишь при правильном выборе типа и параметров ЦС. С помощью ЦС создаются близкие к оптимальным формы и величины токов и напряжений активного элемента.

Выходная цепь связи в первую очередь обеспечивает трансформацию сопротивления нагрузки усилителя в оптимальное сопротивление нагрузки активного элемента для токов первой гармоники. Критерии оптимальности нагрузки могут быть различными. Например, достижение максимальной мощности, максимального КПД или максимального усиления.

Часто на практике стремятся получить компромиссное решение: обеспечить заданную мощность при достаточно высоких значениях К_р и КПД. Можно дополнительно повысить КПД, обеспечив определенный характер входного сопротивления выходной ЦС на высших гармониках рабочей частоты.

Выходная ЦС еще частично решает задачу фильтрации гармоник на выходе. Требования к фильтрации побочных составляющих спектра обычно высоки, их подавление по ГОСТу должно быть не менее чем на 60 дБ.

Трансформация сопротивлений

Цепь связи можно представить в виде четырехполюсника, рисунок 6.

Рисунок 6.

Данная ЦС должна преобразовать сопротивление R₂ в сопротивление R₁. Cопротивление R₂ может представлять собой сопротивление фидерной линии, если речь идет о выходной ЦС передатчика, или входное сопротивление следующего активного элемента, если речь идет о межкаскадной ЦС.

Сопротивление R₁ - входное сопротивление четырехполюсника - может служить коллекторной нагрузкой активного элемента.

Если нагрузка комплексная, ее реактивную составляющую можно всегда рассматривать как элемент ЦС.

Требования минимальности потерь в ЦС означает, что она должна выполняться на реактивных элементах. Количество схемных реализаций может быть весьма велико.

Рассчитаем цепь связи, необходимую для согласования УМ возбудителя и усилителя мощности в ПОК.

12. Проектирование и расчет широкодиапазонной выходной цепи связи

В широкодиапазонных ГВВ в заданном диапазоне частот требуется обеспечить в нагрузке, близкой к резистивной, колебательную мощность Р_н(f) с допустимой неравномерностью ∆Р_н.доп. При проектировании добиваются коррекции АЧХ в каждом каскаде. Для этого нагрузочное сопротивление в выходной цепи данного каскада должно быть близко к постоянному и резистивному Z_вх(f)≈R_вх. Исходные данные:

Верхняя частота рабочего диапазона f_в =400 МГц

Нижняя частота рабочего диапазона f_н =320 МГц

Номинальное значение входного сопротивления для транзисторов:

Т934А (№4 на рисунке 2) R_вх.ном = 22.9 Ом

Т970А (№3 на рисунке 2) R_вх.ном = 3.6 Ом

Т970А (№1,2 на рисунке 2) R_вх.ном = 3.1 Ом

Выходная емкость C_вых = 70 пФ

КБВ_фдоп = 0.8

Порядок расчета.

1. Определим коэффициент

α₁=2_*π_*( f_в - f_н) C_вых R_эк

где R_эк = R_вх.ном

2Т934А (№4) α₁ = 0.08

Т970А (№3) α₁ = 0.012

Т970А (№1,2) α₁ = 0.01

. Для рассчитанного α₁ по таблицам определяем:

для транзистора 2Т934А (№4) при α₁ = 0.08 КБВ_фmin = 0.94.

КБВ_фmin > КБВ_фдоп, следовательно для данного транзистора проектируем низкочастотную ЦС с фильтровым способом согласования.

m = 1; r = 1; Δa = 0.0039 дБ; δ = 0.0009.

для транзистора 2Т970А (№3) при α₁ = 0.012 КБВ_фmin = 0.98.

КБВ_фmin > КБВ_фдоп, следовательно для данного транзистора проектируем низкочастотную ЦС с фильтровым способом согласования.

m = 1; r = 1; Δa = 0.0004 дБ; δ = 0.0001.

для транзисторов 2Т970А (№1,2) при α₁ = 0.01 КБВ_фmin = 0.98.

КБВ_фmin > КБВ_фдоп, следовательно для данного транзистора проектируем низкочастотную ЦС с фильтровым способом согласования.

m = 1; r = 1; Δa = 0.0004 дБ; δ = 0.0001.

Схема низкочастотной цепи представлена на рисунке 7.

Рисунок 7.

3. Рассчитаем реактивные элементы и сопротивления нагрузки в схеме на рисунке 6.

При расчете низкочастотной цепи примем f_н = 0.

Для транзистора 2Т934А (№4)

R_н = R_эк/r

R_н = 22.9/1= 22.9 (Ом)

Для транзистора 2Т970А (№3)

R_н = 3.6/1 = 3.6 (Ом)

для транзистора 2Т970А (№1,2)

R_н = 3.1/1 = 3.1 (Ом)

13. Проектирование и расчет широкодиапазонной входной цепи связи

Построение широкодиапазонных входных ЦС зависит от эквивалентной схемы транзистора со стороны его входа.

В диапазоне средних и высоких частот (f_в>0.3 f_т/h_21Э0), что наиболее характерно при построении широкодиапазонной входной цепи, надо, во-первых, учитывать снижение модуля коэффициента усиления h_21Э(ω), во-вторых, использовать более сложную эквивалентную схему входного сопротивления транзистора, показанную на рисунке 8.

Рисунок 8.

Входную цепь транзистора можно построить следующим образом. В заданном диапазоне частот предыдущий каскад должен обеспечивать постоянную амплитуду входного напряжения на постоянную резистивную нагрузку Z_вх(f) = R_вх∑ = r_вхОЭ + r_доп

Для компенсации снижения модуля коэффициента усиления h_21Э(ω) амплитуда входного базового тока транзистора данного каскада должна изменяться приблизительно обратно пропорционально f. Для этого на входе транзистора включают дополнительные корректирующие элементы L_доп, r_доп и параллельную цепочку R_допC_доп, которые изменяют соотношение между входными элементами эквивалентной схемы транзистора. Практически приходиться включать два из трех корректирующих элементов. Чтобы входное сопротивление цепи связи, являющееся нагрузкой для предыдущего каскада, было близким к постоянному и резистивному во всем диапазоне частот, параллельно включают дополнительную цепочку из резистора r_пар и комплексного сопротивления Z_пар, состоящего из емкости С_пар и последовательной цепочки L_парR_пар. Все это отражено на рисунке 9.

Рисунок 9.

Рассчитаем цепь коррекции АЧХ.

Исходные данные сведем в таблицу 2.

Далее транзисторы будем обозначать номерами, соответствующими рисунку4.

.        Рассчитываем вспомогательные коэффициенты:

2Т934А (№4)

α^* = 2πfвL_вхоэ/ r_вхоэ = 3.63

σ^* = R_вхоэ/ r_вхоэ = 19.55

Т970А (№3)

α^* = 2πfвL_вхоэ/ r_вхоэ = 5.5

σ^* = R_вхоэ/ r_вхоэ = 2.2

Т970А (№1,2)

α^* = 2πfвL_вхоэ/ r_вхоэ = 4.63

σ^* = R_вхоэ/ r_вхоэ = 2

.        Находим коэффициенты:

2Т934А (№4)

Для транзисторов 2Т970А (№3), 2Т970А (№1,2) получаются те же значения.

.        В зависимости от соотношений между необходимыми коэффициентами, обеспечиваемыми непосредственно транзисторами, включают те или иные корректирующие элементы.

Так как в данном случае одновременно выполняются неравенства α^*< α и σ^*< σ для всех транзисторв, включаем индуктивность L_доп и цепочку R_допC_доп при r_доп=0

2Т934А (№4)

L_доп = (α r_вхоэ/ 2πf_в) - L_вхоэ

L_доп = 11 нГн

R_доп = σ r_вхоэ - R_вхоэ

R_доп = 318 Ом

С_доп = h_21э/ 2πf_т R_доп

С_доп = 25 пФ

Т970А (№3)

L_доп = (α r_вхоэ/ 2πf_в) - L_вхоэ

L_доп = 1.5 нГн

R_доп = σ r_вхоэ - R_вхоэ

R_доп = 63.5 Ом

С_доп = h_21э/ 2πf_т R_доп

С_доп = 0.12 пФ

2Т970А (№1,2)

L_доп = (α r_вхоэ/ 2πf_в) - L_вхоэ

L_доп = 3.14 нГн

R_доп = σ r_вхоэ - R_вхоэ

R_доп = 76.8

С_доп = h_21э/ 2πf_т R_доп

С_доп = 1.03 *10^-10

4.       Рассчитываем резистор r_пар и элементы комплексного сопротивления Z_пар:

при r_доп=0

2Т934А (№4)

r_пар = r_вхоэ= 2.9 Ом

С_пар = (L_вхоэ + L_доп)/ r_вхоэ

С_пар= 5.24 нФ

L_пар= 0.2 нГн

R_пар = r_вхоэ²/ (R_вхоэ+ R_доп)

R_пар= 0.02 Ом

Т970А (№3)

r_пар = r_вхоэ= 0.5 Ом

С_пар = (L_вхоэ + L_доп)/ r_вхоэ

С_пар= 5.2 нФ

L_пар = (С_вхоэ С_доп) r_вхоэ² / (С_вхоэ+ С_доп)

L_пар= 0.029 пГн

R_пар = r_вхоэ²/ (R_вхоэ+ R_доп)

R_пар= 0.0038 Ом

Т970А (№1,2)

r_пар = r_вхоэ= 0.6 Ом

С_пар = (L_вхоэ + L_доп)/ r_вхоэ

С_пар= 7. 06 нФ

L_пар = (С_вхоэ С_доп) r_вхоэ² / (С_вхоэ+ С_доп)

L_пар= 36.8 пГн

R_пар = r_вхоэ²/ (R_вхоэ+ R_доп)

R_пар= 0.0046 Ом

.        Результирующее входное сопротивление цепи связи Z_вх = r_вхоэ + r_доп, так как r_доп = 0, то Z_вх = 2.9 Ом для транзистора 2Т934А (№4)

Z_вх = 0.5 Ом для транзистора 2Т970А (№3)

Z_вх = 0.6 Ом для транзистора 2Т970А (№1,2)

.        Амплитуда входного напряжения:

В данной формуле:

Коэффициент Берга для заданных транзисторов равен 0.5

для транзистора 2Т934А (№4) χ = 1.18

для транзистора 2Т970А (№3) χ = 2.69

для транзистора 2Т970А (№1,2) χ = 2.46

Рассчитаем амплитуду входного напряжения для трех транзисторов.

Т934А (№4) U_вх = 5.731 В

Т970А (№3) U_вх = 30.27 В

Т970А (№1,2) U_вх = 54.076 В

7.       Мощность, потребляемая от предыдущего каскада:

Р_вх = 0.5 U_вх²/ Z_вх

2Т934А (№4) Р_вх = 5.6 Вт

Т970А (№3) Р_вх = 916 Вт

Т970А (№1,2) Р_вх = 2.4 кВт

Рассмотренная схема цепи коррекции АЧХ непосредственно подходит для транзисторов, работающих в режиме класса А без отсечки. При работе с отсечкой тока из-за нелинейности входного сопротивления транзистора и шунтирующего действия сравнительно небольшого по величине сопротивления может не обеспечиваться режим возбуждения гармоническим током. В данном случае при работе транзистора в классе Б (θ = 90⁰) целесообразно применять двухтактные генераторы. При этом сопротивление Z_пар включают одно на оба транзистора без заземления средней точки. Поэтому после расчета корректирующих элементов для одного транзистора (на одно плечо схемы) значения L_пар , R_пар, увеличивают в 2 раза и для симметрии схемы оставляют два сопротивления r_пар.

Список литературы

1.   «Проектирование радиопередатчиков», под ред. Шахгильдяна;

2.       «Генераторы с внешним возбуждением и автогенераторы диапазона высоких частот», А. А. Дворников;

.        «Радиопередающие устройства систем связи с подвижными объектами», С. И. Дингес;

.        «Проектирование транзисторных каскадов передатчиков», М. С. Шумилин;

.        ГОСТ 12252-86 «Радиостанции с угловой модуляцией сухопутной подвижной службы»;

.        Конспект лекций по радиопередающим устройствам.