Передатчики телевизионных вещательных радиостанций

Федеральное агентство связи

Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования

Санкт-Петербургский государственный университет телекоммуникаций

им. проф. М.А. Бонч-Бруевича

Факультет вечернего и заочного обучения

Специальность 210405 Радиосвязь, радиовещание, телевидение

Кафедра Радиопередающих устройств и систем подвижной связи

Дисциплина "Радиопередающие устройства"

Курсовой проект

"Передатчики телевизионных вещательных радиостанций"

Оглавление

Введение

. Разработка структурной схемы

.1 Выбор резервирования

.2 Выбор структурной схемы и его обоснование

.3 Расчёт тракта усиления

. Расчёт оконечного усилителя

.1 Расчет коллекторной цепи

.2 Расчет входной цепи

.3 Принципиальная схема транзисторного усилителя

.4 Проектное решение модулятора

.5 Расчет элементов контура

. Модулятор канала изображения

.1 Проектирование модулятора

. Расчет промышленного КПД

Заключение

Список литературы

Введение

В данной работе необходимо спроектировать передатчик телевизионной радиостанции с раздельным усилением сигналов звука и изображения. Согласно заданию рассчитан тракт изображения. В ходе выполнения курсового проекта необходимо выполнить следующее:

·    Осуществить и обосновать выбор структурной схемы;

·        Выполнить чертёж структурной схемы;

·        Выбрать схему резервирования;

·        Рассчитать количество усилительных каскадов в тракте;

·        Выполнить расчет оконечного усилителя;

·        Построить принципиальную схему ОУ;

·        Выполнить расчет промышленного КПД;

·        Проанализировать техническое задание;

Таблица 1.

Радиостанции (ТВРС) служат для подачи зрителям программ в форме цветного изображения и его звукового сопровождения (ЗС). По радиоканалу изображение передают в виде модулированного по амплитуде колебания с частично подавленной нижней боковой полосой. Международной классификацией данный вид излучения определен как C3F. В канале звука модуляция частотная (F3E). Разделение каналов C3F и F3E - частотное. Несущая частота канала ЗС на 6,5 МГц выше несущей частоты изображения.

Сообщения поступают на вход ТВРС от центров их формирования в форме видеосигнала системы СЕКАМ-IIIВ, принятого в России, и аудио (звукового) сигнала. Максимальным по мощности передают синхросигнал, обеспечивая для него наилучшие условия на приеме. Изображения передают меньшими уровнями, так что синхросигналы на экране кинескопа себя не обнаруживают, будучи "чернее черного". Такой выбор уровней передаваемых сигналов по полярности ПЦТВС считают негативным. Сигнал ПЦТВС часто называют униполярным, как изменяющийся в одном направлении, имея в виду фиксацию уровня синхросигналов. Стандартные наименования уровней, их значения и допустимые отклонения даны на рисунке 1.

Рисунок 1 - Стандартные уровни ПЦТВС

Мощность радиостанции указывают по уровню передачи синхросигнала. В канале звука, где радиосигнал модулирован по частоте и имеет постоянную амплитуду, она меньше в десять раз.

Телевизионное вещание в России ведется на частотах 48,5-60,5 и 76-100 МГц (I и II диапазоны), 174-230 МГц (III диапазон), 470-582 и 588-870 МГц (IV и V диапазоны). Радиостанции работают на фиксированных частотах (каналах). Полоса частот любого канала составляет 8 МГц.

1. Разработка структурной схемы

Телевизионная радиостанция (ТВРС) состоит из радиопередатчиков сигналов изображения и сигналов звукового сопровождения, устройства сложения этих сигналов в общей нагрузке, устройства питания, охлаждения, контрольно-измерительной аппаратуры и т.д.

Составляем структурную схему тракта радиочастоты передатчика. В основе проектируемой структуры лежит раздельный способ усиления сигналов каналов изображения и звука.

Модуляция в каналах звука и изображения выполняется на промежуточных частотах 38 МГц (канал изображения) и 31,5 МГц (канал звука). Достоинством модуляции на промежуточных частотах является унификация трактов формирования модулированных колебаний для радиостанций, работающих на всех пяти ТВ диапазонах частот. Практика показала высокую эффективность устройств предкоррекции на ПЧ частотных и амплитудных характеристик канала усиления модулированных по амплитуде колебаний, что также является достоинством данного решения.

Составление структурной схемы передатчика начинается с выходного каскада, т.к. задана выходная мощность передатчика P_А. Поскольку P_А=2 кВт, целесообразно осуществить построение передатчика на транзисторах (замена ламп транзисторами приводит к уменьшению габаритов и массы устройства).

Безусловным достоинством транзисторов является устойчивость к механическим воздействиям и большой срок службы (при условии защиты от превышения предельно допустимых напряжений и токов). В условиях правильной эксплуатации их не приходится менять на протяжении всего срока службы аппаратуры. Отсутствие цепей накала у транзисторов обуславливает их немедленную готовность к работе. Низкие питающие напряжения транзисторов при относительно большой мощности определяют малые нагрузочные сопротивления в цепи коллектора (десятки, единицы, доли Ом). По этой причине действие паразитных емкостей, шунтирующих нагрузку, существенно меньше, чем в лампах.

К существенным недостаткам транзисторов относят высокую чувствительность к изменению температуры, малую электрическую прочность на пробой, невысокий уровень мощности, достаточно сильную зависимость коэффициента усиления от частоты колебания. Все эти недостатки устраняют применением конструктивных решений. Так, температурную стабильность обеспечивают при помощи внедрения в схему усилителя регуляторов. Электрическую прочность на пробой обеспечивают схемами защиты. А, если включить в тракт усилителя цепи коррекции или схемы стабилизации, то можно добиться и постоянства коэффициента усиления в диапазоне рабочих частот.

Основными электрическими характеристиками передатчика, определяющими его конструкцию, являются мощность, диапазон несущих частот, вид и требуемое качество модуляции, требования обеспечения ЭМС - допустимые нестабильность частоты и уровни внеполосных и побочных излучений. Очень важным является требование повышения промышленного КПД передатчика и его отдельных каскадов, естественно, не в ущерб другим требованиям.

Задача составления структурной схемы состоит в том, чтобы определить рациональное число каскадов высокой частоты между возбудителем и выходом передатчика, обеспечивающее выполнение заданных технических требований к передатчику при минимальных затратах средств на изготовление и при достаточно высоком коэффициенте полезного действия.

В целях достижения высокой стабильности частоты при выполнении других требований современные передатчики чаще всего строят, как многокаскадные: нормы на допустимую нестабильность частоты можно выполнить только при использовании генераторов эталонных частот с кварцевыми резонаторами (такие генераторы работают на малых уровнях мощности - от десятков до сотен мВт).

Возбудитель ТВРС каналов изображения и звука, включает в себя:

Ø видео- и звуковой усилители управляющих (модулирующих) колебаний (ВУ и ЗУ), обеспечивающие обработку сигнала до его подачи на модулятор;

Ø  модуляторы промежуточной частоты канала изображения (МПЧИ) и канала звука (МПЧЗ);

Ø  фильтр формирования ХБП (ФФХБП);

Ø  усилитель промежуточной частоты канала звука (УПЧЗ);

Ø  корректор (К);

Ø  повышающие преобразователи частоты канала изображения (ППЧИ) и звука (ППЧЗ);

Ø  усилители резонансной частоты канала изображения (УРЧИ) и канала звука (УРЧЗ);

Ø  синтезатор частот (С) для генерации промежуточных частот и частот рабочего диапазона.

Требования к радиочастотному тракту следующие:

Ø коэффициент гармоник в канале яркости - не более 12%;

Ø дифференциальное усиление - не более 10%;

Ø  дифференциальная фаза - в пределах ±5 град;

Ø  уровень фона относительно уровня номинальной мощности - не более -46 дБ;

Ø  уровень шума относительно уровня номинальной мощности - не более -56 дБ;

Ø  нестабильность несущей частоты канала изображения - в пределах ±100 Гц;

Ø  расхождение во времени сигналов яркости и цветности - не более ±40 нс.

Схема приведена на чертеже, лист №1, "Структурная схема ТВРС"

Рисунок 3 Форма полного телевизионного сигнала

Рисунок 3 Стандартная АЧХ передающего устройства

Полный цветовой телевизионный сигнал (ПЦТС) содержит следующие составляющие:

Ø видеосигнал (сигнал об изображении: сигнал яркости Y, сигнал цветности на поднесущей U_цв);

Ø  смесь кадровых и строчных гасящих импульсов;

Ø  смесь кадровых и строчных синхронизирующих импульсов;

Ø  сигналы цветовой синхронизации.

Негативная модуляция обеспечивает более устойчивую синхронизацию и меньшую заметность импульсных помех при приеме. В спектре АМ-сигнала должна быть частично подавлена нижняя боковая полоса частот. Это позволяет существенно уменьшить полосу частот, занимаемую ТВ-вещанием (до 8 МГц на канал). Однако несимметрия спектра означает появление наряду с АМ сопутствующей ЧМ. Это повышает требования к АЧХ трактов передатчика.

.1 Выбор резервирования

передатчик телевизионный радиостанция видеосигнал

Надежность ТВРС как основного средства массовой информации должна быть весьма высокой. Поэтому кроме обычных мер, направленных на повышение надежности приборов, каскадов и устройств в целом, при построении и эксплуатации ТВРС используются системы резервирования передатчиков.

При нагруженном резервировании номинальную мощность радиостанции создают два однотипных модуля, работающих по схеме сложения мощности. Отказ одного модуля сопровождается уменьшением выходной мощности вдвое. Рабочий модуль переключается на фидер в обход моста сложения. Главным достоинством этого метода является значительный выигрыш в габаритах, массе и стоимости оборудования по сравнению с предыдущим методом.

В случае резервирования замещением для каждого резервируемого элемента, находящегося в работе, имеется запасной, неработающий, но входящий в состав ТВРС. При отказе неисправные элемент оборудования замещают запасным. Достоинством данного варианта резервирования является практически бесперебойная работа радиостанции при сохранении неизменными всех ее параметров. Перерыв в работе непродолжителен и определен временем переключения с действовавшего на вводимое оборудование. Такое резервирование рекомендуют для маломощного тракта, имеющего небольшие габариты, массу и стоимость. Особенно это эффективно для трактов, выполненных на твердотельных элементах - транзисторах и интегральных схемах. Они находятся в постоянной готовности к работе.

Аппаратура маломощных трактов, к которым относятся возбудители и предварительные усилительные каскады передатчиков изображения и звукового сопровождения резервируются замещением. Выходные каскады обоих передатчиков выполняются из двух одинаковых в схемном и конструктивном отношении полукомплектов.

Схема резервирования каскада усиления - нагруженное резервирование, два однотипных комплекта.

1.2 Выбор структурной схемы и его обоснование

Так как схема выбрана с раздельным усилением сигналов изображения и звука, радиостанцию строим по схеме двух полукомплектов, каждый из которых представляет собой радиостанцию мощностью в 1 кВт. В этом случае возбудители формируют сигналы C3F и F3E, которые по двум линиям передачи приходят на входы усилителей мощности каналов изображения (УКИ) и звука (УКЗ). Усилитель каждого из каналов подключен к антенно-фидерному тракту (АФТ) через циркулятор. С выхода усилителя канала изображения сигнал проходит через прозрачный для него фильтр Ф 1 на вход циркулятора WZ2 и оттуда поступает на фильтр гармоник ФГ. Сигнал с УКЗ поступает через циркуляторы WZ1 и WZ2 на выход УКИ. Сопротивление выходной цепи УКИ на частоте канала звука мало. Соответствующий сигнал отражается в сторону циркулятора WZ2 и поступает через него на выход. Дополнительное ослабление канала звука, проникающего в канал изображения, если это имеет место, обеспечивает фильтр Ф 1, прозрачный для сигнала изображения и коротко замыкающий на частотах канала звука. Резонансную выходную цепь УКИ проектируют в этом случае как обладающую дополнительными резонансными цепями. Отрезок линии передачи трансформирует выходное сопротивление фильтра Ф 1 необходимым образом в сопротивление короткого замыкания на выходе 1 циркулятора WZ2 для колебаний УКЗ. К выходу УКИ входное сопротивление Ф 1 трансформируют в прозрачное для данного канала. Применение циркуляторов решает и проблему подавления фидерного эха. Отраженный от АФТ сигнал, пройдя мост сложения и ФГ в обратном направлении, поступает в резистор R1.

Ослабление высших гармоник осуществляют фильтрами, входящими в состав передающего тракта. Фильтры гармоник (ФГ) включают па выходе каждого из полукомплектов ТВРС. Оттуда сигналы поступают на входной коммутатор моста сложения мощностей. Поглощение фидерного эха обеспечивают включением на выходе радиостанции развязывающих устройств - циркуляторов.

Упрощенная структурная схема представлена на рисунке 1. Весь тракт малой мощности обозначен как возбудитель (ВТВРС). Маломощный тракт резервирован замещением. В этом случае для резервируемого элемента, находящегося в работе, имеется запасной неработающий, но входящий в состав ТВРС. При отказе неисправный элемент оборудования замещают запасным. Достоинством данного варианта резервирования является практически бесперебойная работа радиостанции при сохранении неизменными всех ее параметров. Перерыв в работе непродолжителен и определен временем переключения с действовавшего на вводимое оборудование. Тракт усиления мощности построен по схеме нагруженного резервирования. В этом случае номинальную мощность радиостанции создают два однотипных модуля, работающие в схеме сложения мощностей с помощью мостовой схемы. Отказ в одном из модулей сопровождается уменьшением выходной мощности вдвое от номинальной. Автоматической коммутацией элементов работающий модуль переключают для работы непосредственно на главный фидер, минуя мост сложения. Временное снижение мощности радиостанции не замечает большинство ее абонентов. Заметно ухудшаются условия радиоприема лишь вблизи границы зоны обслуживания, где уровень сигнала на входе приемника близок к порогу его чувствительности. Восстановление номинального режима реализует обслуживающий персонал ТВРС путем замены вышедших из строя элементов на запасные. Главным достоинством нагруженного резервирования является полная загрузка всего оборудования, что дает значительный, почти двукратный выигрыш в габаритах, массе и стоимости по сравнению с резервированием замещением ТВРС. С учетом резервирования маломощного тракта по методу замещения этот выигрыш снижается до полуторократного, что также весьма существенно. Коммутатор К 1 в положении 1 включает на входы УМ 1 и УМ 2 сигнал ВТВРС 1, в положении 2 работает ВТВРС 2. Отказ одного из усилителей приводит к подаче на их входы сигналов разных возбудителей (положение 3), что обеспечивает подготовку к работе ремонтируемого усилителя. Коммутаторы К 2 и КЗ организуют сложение мощностей на мосту (МС) исправных трактов усиления (положение 1) и обход моста исправным трактом с переключением неисправного (положения 2,3) на эквивалент антенны (ЭА).

Структуры возбудителей каналов изображения и звука представлены на рисунке 2. Усилители управляющих (модулирующих) колебаний - на схеме ВУ и ЗУ - обеспечивают обработку сигнала до его подачи на модулятор.

В канале звука применяют прямой метод модуляции. Необходимую стабильность несущей частоты получают использованием высокостабильной частоты гетеродина и импульсно-фазовой автоподстройкой средней частоты (ИФАПЧ) модулятора по эталонной частоте. В тракте ПЧ усиливают сформированный на ПЧ модулированный по частоте сигнал и подают его на вход повышающего преобразователя частоты (ППЧЗ). Это устройство по принципу действия является балансным модулятором. Разнос между выделяемой и ослабляемой боковыми полосами на их выходе равен Df_БП»2f_Г. Модуляцию в каналах изображения и звука выполняют на промежуточных частотах 38 МГц (канал изображения) и 31,5 МГц (канал звука). Достоинством модуляции на промежуточных частотах является унификация трактов формирования модулированных колебаний для радиостанций, работающих во всех пяти ТВ диапазонах частот. Практика показала высокую эффективность устройств предкоррекции на ПЧ частотных и амплитудных характеристик канала усиления модулированных по амплитуде колебаний, что также является достоинством данного решения. С помощью предкорректоров ХБП, ХГВЗ и АХ линейные и нелинейные искажения в радиостанции снижают до допустимого уровня. Отношение Df_БП/ 2f_Г, где f_Г - частота гетеродина, достаточно велико, чтобы не создавать проблемы дующем тракте усиления. Выбор fПЧИ ослабления подавляемого колебания в после → fПЧЗ требует применения частоты гетеродина

Г=fИЗ+fПЧИ

и ослабления на выходе ППЧ верхней боковой полосы в каждом из каналов. Модулятор канала изображения, работающий на своей ПЧ, обычно выполняют по балансной схеме. В работу плеч этой схемы вносят асимметрию, чтобы сохранить в выходном сигнале несущее колебание, как этого требует стандарт. Фильтром формирования ХБП выделяют нижнюю боковую полосу с инвертированным спектром сигнала СЗF(и). Она, благодаря повторному инвертированию спектра, при выделении на выходе ППЧ нижней боковой полосы дает стандартный спектр сигнала C3F.

Уровень мощности на выходе ППЧ составляет обычно доли ватт. Зарубежные фирмы выпускают унифицированные радиопередающие устройства малых уровней мощности. Их же применяют в станциях высоких уровней, дополняя радиотракт усилителями мощности.

Норму на допустимую нестабильность несущих частот обеспечивают применением в радиостанции одного эталона стабильной частоты (опорного генератора - ОГ) и синтеза с его помощью промежуточных и гетеродинных частот. Для работы в диапазоне частот требуется шаг сетки частот в 8 МГц, что соответствует сдвигу несущих частот в соседних каналах. На самом деле шаг сетки частот делают меньше, например, Df_C =0,25 МГц, но используют только нужные колебания. Промежуточные частоты в первом приближении можно считать названными выше. В действительности это не так. Существует необходимость в небольших смещениях несущих частот радиостанций, которые работают в разных регионах на одинаковых каналах.

Основным способом формирования сетки дискретных частот служит стабилизация частот генератора, управляемого напряжением (ГУН), методом (ИФАПЧ). Термин ГУН используют для обозначения автогенератора, чью частоту перестраивают воздействием напряжения на варикап, включенный в контур этого устройства.

Структура синтезатора (рисунок 4) включает в себя ГУН и ОГ, упомянутые выше. Непрерывные колебания ОГ и ГУН преобразуют в импульсные последовательности. С помощью делителя частоты с фиксированным коэффициентом деления (ДФКД) период следования импульсов ОГ увеличивают до величины, позволяющей сравнивать на импульсно-фазовом детекторе частоты данного колебания с теми, что получают посредством деления частоты колебаний ГУН. Преобразование частоты ГУН выполняют в делителе с переключаемым коэффициентом деления (ДПКД). Колебания ГУН стабилизируют на сетке частот изменением коэффициента деления ДПКД с шагом, равным выходной частоте ДФКД.

Рисунок 4 - Структура синтезатора сетки дискретных частот

.3 Расчёт тракта усиления

Оконечный каскад работает в режиме B, с углом отсечки 90^о, обеспечивая большой электроны КПД по сравнению с режимом А. Пред оконечный (пред усиления) каскад работает в режиме A, с углом отсечки 180^o, обеспечивая меньшие искажения чем в классе B. В каскаде предусиления необходимо допиться минимальных нелинейных искажений, посредством выбора оптимального режима работы транзистора, и выбором транзистора для данных условий. А именно построения МШУ с выбором малошумящих транзисторов, обеспечивающих заданные характеристики в частотах работы усилителя, а именно линейности характеристик. В оконечном каскаде наиважнейшая цель добиться максимального усиления.

Определим расчетное значение усилителя мощности:

K_з- коэффициент запаса по мощности, учитывает потери в мостах сложения, фильтрах гармоник, разделительных фильтрах.

Для получения  будем использовать в мостовое сложение мощностей восьми транзисторов КТ 971А со следующими параметрами:

Расчётная входная мощность:

На выходе оконечного каскада используются мосты сложения, на входе оконечного каскада необходимо использовать квадратурные мосты деления. По этой причине входная мощность оконечного каскада будет составлять 143 Вт, 8*17Вт+5%(запаса). Это необходимо для корректной работы усилителя. Для достижения это мощности построим предоконечный каскад. Будем использовать маломощные, малошумящие транзисторы. Транзисторы: КТ 971А (Р~=170 Вт), КТ 9116Б (Р~=15 Вт), КТ 9116А (Р~=5 Вт). Все выбранные транзисторы работают в необходимом частотном диапазоне, с запасом по частоте.

Целесообразность выбора активного прибора для оконечного усилителя поверяют определением коэффициента использования установленной мощности:

Получение от прибора номинальной или близкой к ней мощности требуют применение номинальных напряжений питания. Когда возможности прибора используют лишь частично k_Р.УСТ<0,9, рекомендуют уменьшить напряжение питания.

;

2. Расчёт оконечного усилителя

2.1 Расчет коллекторной цепи

. Амплитуда переменного напряжения

_К.МАКС<0,8E_КÞU_К.МАКС=20В,

что обеспечивает работу в недонапряженном режиме при допустимой для раздельного усиления нелинейности СМХ.

. Амплитуда первой гармоники тока коллектора

3. Постоянная составляющая тока коллектора

где a₀=0,25 и a₁=0,43 - коэффициенты разложения косинусоидального импульса, для Q=70°.

. Подводимая к коллектору мощность

_{К 0}=E_К×I_{К 0}=25×9=225 Вт.

. Рассеиваемая коллектором мощность

_КОЛ=P_{К 0 -} P_~МАКС=225-150=75 Вт.

6. Электронный КПД коллекторной цепи

. Сопротивление нагрузки

Для получения максимального электронного КПД необходимо применять комплексное нагрузочное сопротивление. В широкой полосе частот активная составляющая нагрузки  изменяется несильно. Реактивная составляющая  соизмерима с активной и иногда меняет знак в полосе частот. На нижней частоте диапазона (f=50 МГц) ток через емкости перехода коллектор - база компенсирован током через индуктивность общего электрода. Здесь требуется емкостное сопротивление . Оно невелико и медленно растет по мере роста частоты. Преобладание индуктивной связи между входом и выходом усилителя над емкостной свойственно многим приборам, работающим в схеме с ОЭ на частотах до 250 Мгц. Требования к сопротивлению  выполняют при проектировании нагрузочной цепи. В расчете режима находят активные составляющие сопротивлений нагрузки  и входного . Только их и учитывают при расчете нагрузочной и входной согласующих цепей. Реактивные принимаются равными нулю, как неизвестные.

2.2 Расчет входной цепи

Исходные данные к расчету:

·    Мощность в коллекторной нагрузке P_~МАКС=150 Вт;

·        Первая гармоника I_{К 1}=15 А, и постоянная составляющая тока коллектора I_{К 0}=10 А;

·        Значение коэффициента передачи тока в схеме с ОЭ h_21ОЭ=2;

·        Значение коэффициента усиления мощности k_УР=5.

1. Мощность возбуждения

_~ВОЗБ= P_~МАКС/5=150/5=30 Вт.

. Амплитуда первой гармоники тока базы

_{Б 1}= I_{К 1}/ h_21ОЭ=15/2=7,5 А.

Полученные значения r_ВХ и r_К не учитывают влияние обратных связей через емкости перехода коллектор - база. В схеме с ОЭ обратная связь приводит к передаче части входной мощности в нагрузку. Учтем эту особенность, приняв r_ВХ=1,5×0,474=0,711 Ом.

. Постоянная составляющая тока базы

_{Б 0}= I_{К 0}/ h_21ОЭ=5 А.

. Напряжение смещения на базе подбирают при регулировке режима по минимуму нелинейных искажений .

.3 Принципиальная схема транзисторного усилителя

Принципиальная схема усилителя оконечного каскада передатчика приведена на рис.4.

В данной схеме применен транзистор с высоким усилением. Цепь ООС С 4R1L4 снижает усиление до допустимого уровня и расширяет полосу частот с равномерной АЧХ. Транзистор работает в канале звука с углом отсечки коллекторного тока Q=70°.

Нагрузочная и входная цепь усилителя

Исходные данные к расчету:

·    Сопротивление нагрузки r_Н=1,2 Ом;

·        Волновое сопротивление фидера R_Ф=50 Ом;

·        Добротность нагруженного контура Q_Н=4;

·        Несущая частота канала звука f_НЕС.ЗВ=93,25 МГц.

Нагрузочная цепь (Рис. 5.) соединяет выход транзистора VT с нагрузкой усилителя, обычно фидером с волновым сопротивлением 50 Ом. Фидеры работают на согласованную нагрузку (КСВ < 1,1). Требования к цепи следующие: обеспечение расчетного сопротивления r_К в диапазоне рабочих частот и фильтрация высших гармоник, обеспечивающая гармоническую форму напряжения на переходе. Значение r_К по диапазону меняется слабо. Нагрузочную цепь строят полосовой, неперестраиваемой, по меньшей мере, в одном диапазоне частот. Требование к линейности ФЧХ, равномерности АЧХ и КПД цепи выполняется в этом случае само по себе.

В рассматриваемой схеме резонансными выполняют контуры L3C3 и L7C7. Второй слабо связан с транзистором малой индуктивностью L6. Коэффициент включения транзистора в цепь нагрузки

Приняв добротность нагруженного контура Q_Н=4, имеем

Согласование низкого входного сопротивления мощного транзистора с сопротивлением источника возбуждения является сложной задачей. Ее решение упрощается, если входной контур, включающий полное входное сопротивление прибора сделать параллельным резонансным (L3C3). Такой контур дает коэффициент трансформации сопротивлений Q_Н². Тогда цепь C1L1C2L2 нагружается на активное сопротивление

Произведем расчет элементов принципиальной схемы, используя полученные соотношения:

Во входной цепи источник возбуждения представляет здесь генератор напряжения U_В с амплитудой, вдвое большей, чем амплитуда падающей волны во входном фидере, и внутренним сопротивлением, равным волновому сопротивлению фидера. Входное сопротивление СВЦ в точках включения источника напряжения должно равняться волновому сопротивлению фидера.

Таким образом, здесь необходимо согласовать малое сопротивление r_ВХ с сопротивлением W_Ф или сопротивлением r_К возбуждающего транзистора. СВЦ трансформирует входное сопротивление транзистора

в нагрузочное сопротивление  входного фидера, которое рассматривают как внутреннее сопротивление источника возбуждения. В пределах диапазона частот коэффициент усиления транзистора и его входное сопротивление меняются в небольших интервалах. Входную цепь строят неперестраиваемой, а изменение коэффициента усиления по диапазону корректируют регулировкой уровня сигнала на входе усилителя. Во входной цепи необходимо согласовать высокое волновое сопротивление фидера с низким входным сопротивлением транзистора. Аналогично строится и сама цепь. Она включает в себя два контура: апериодический фидерный и резонансный входной. Это позволяет сохранить для входных цепей тот же порядок расчета, что и для выходных.

Цепи питания являются частью нагрузочных и согласующих цепей. В транзисторных усилителях применяют схемы параллельного питания, что возможно во всех диапазонах вследствие малости нагрузочных сопротивлений твердотельных приборов. Блокировочные элементы параллельных цепей питания имеют следующие значения:

.4 Проектное решение модулятора

Рассмотрим устройство формирования ЧМ сигналов прямым методом. В модуляторах этого типа используют линейную зависимость частоты колебаний f_Г автогенератора от резонансной f_К контура. Последнюю меняют с помощью специальных твердотельных приборов - варикапов.

Варикапы под действием приложенного напряжения изменяют свою емкость согласно выражению

_В= C_ВТ/(1+x)ⁿ,

где C_ВТ - емкость варикапа при постоянном напряжении E_ВТ на нем, - нормированное мгновенное напряжение на варикапе.

=e_В(t)/E_ВТ

Показатель n=0,5 для "резких" переходов.

Основные параметры варикапов: максимальная емкость C_В.МАКС для напряжения E_В, выбранного при определении его параметров; К_Д - коэффициент перекрытия, равный отношению C_В.МАКС/ C_В.МИН; добротность Q_В - и частота f_В - при измерении добротности; максимальное обратное напряжение e_{ОБР.МАКС}.

В Приложении 3 предложено схемное решение ЧМАГ, где варикап служит элементом колебательной системы автогенератора. Автогенератор выполнен как емкостная трехточка. База транзистора по высокой частоте соединена с корпусом. Положительная обратная связь создана емкостным делителем напряжения C4C5. Напряжение обратной связи поступает на резистор R4, включенный в эмиттерной цепи транзистора. Резонансная частота контура АГ определяется в основном элементами L3 и C3. Управляющий частотой колебательной системы АГ варикап подключен параллельно емкости контура с помощью емкости связи C_СВ(на схеме конденсатор С2). Емкость C_ДЕЛ делителя обратной связи АГ образована конденсаторами С4 и С5 и межэлектродными емкостями транзистора. Отношение сопротивлений делителя x_ДЕЛ и характеристического Z_С контура определяет коэффициент связи p_К активного элемента (транзистора) с его нагрузкой. Емкость _К1(x)=С_{К 0}+C_М(x),

де С_{К 0} - на схеме соответствует C3.

В рассматриваемой схеме модулятора, имея в виду малые значения номинальных относительных отклонений частоты Df’_НОМ<10^-2 и жесткую норму на защищенность от интегральной помехи, отдают предпочтение варикапу с "резким" переходом, когда n=1/2. Тогда модулирующая емкость контура изменяется нелинейно:

_М(x)= C_СВC_ВТ/(C_ВТ+C_СВ(1+x)^1/2).

Емкость C_К1 в режиме молчания:

_К1= С_{К 0}+p_ВC_ВТ,

где p_В - коэффициент включения варикапа.

_В=C_ВТ/(C_СВ+ C_ВТ)

Нормированная крутизна СМХ по первой гармонике

’₁= p_У/4,

где p_У - коэффициент управления частотой АГ,

_{У =} p_В² C_ВТ/ C_КТ.

Номинальная нормированная девиация частоты

’_НОМ= S’₁X_НОМ,

где X_НОМ - относительная номинальная квазипиковая амплитуда модулирующего сигнала. Крутизна СМХ по второй гармонике

₂= 3 S₁/8.

Коэффициент гармоник по уровню второй гармонической модулирующего колебания

_2W=3x/16

При номинальной девиации частоты имеем

_2WМАКС=3 X_НОМ /16,

откуда следует, что для получения малого уровня нелинейных искажений надо минимизировать X_НОМ.

_0.F.НОМ = K_2W(Df’_НОМ) f_МТ.

Известно, что собственные шумы транзистора АГ значительно ниже создаваемых варикапом. Помеха определена в основном изменениями напряжения источника смещения E_ВТ и связанных с ними вариаций положения рабочей точки на вольт-фарадной характеристике варикапа. Электронная стабилизация этого напряжения обязательна, тогда относительные изменения напряжения

E’_ВТ=D E_ВТ/ E_ВТ

составляют (0,1…1,0)×10^-3. Квазипиковая амплитуда модулирующего сигнала U_F.НОМ должна превышать D E_ВТ(10^{0,05 А}_ип). Для достижения нормы на защищенность А_ИП от помехи следует выполнить условие

_НОМ > =(D E_ВТ/ E_ВТ) (10^{0,05 А}_ип).

Целью проектирования является выбор типа варикапа и определение элементов колебательного контура автогенератора, обеспечивающих заданные номинальную девиацию частоты и линейность СМХ при выполнении нормы на уровень интегральной помехи. По выбранному режиму варикапа - приложенным к нему напряжениям постоянному E_ВТ, модулирующему U_F и радиочастотному U_f - находят допустимые контурный ток и напряжение на элементах контура. Это позволяет сформулировать исходные данные к выбору режима автогенератора.

Исходные данные. Спроектируем модулятор, работающий в телефонном режиме на частоте f_МТ=31,5 МГц. Номинальную девиацию частоты примем стандартной: Df_НОМ=50 кГц. Выбираем допустимое отклонение напряжение смещение на варикапе (D E_ВТ/ E_ВТ)_ДОП=10^-4.

Нормированные параметры модулятора. К ним причислены относительная номинальная девиация частоты Df’_НОМ, коэффициент гармоник K_2W, нормированная квазипиковая амплитуда модулирующего сигнала X_НОМи коэффициент управления частотой p_У.

Девиация

’_НОМ=Df_НОМ/ f_МТ=1,6×10^-3.

Амплитуда

X_НОМ=(D E_ВТ/ E_ВТ) (10^{0,05 А}_ип)=0,1.

Коэффициент управления частотой

АГ p_У=4Df’_НОМ/ X_НОМ=0,064.

Коэффициент гармоник

_2WМАКС=3 X_НОМ /16=0,02.

Выбор варикапа и его режима. Зададимся значением характеристического сопротивления Z_С=100 Ом. Тогда емкость контура в режиме молчания

_КТ=1/2pf_МТZ_С=51 пФ.

Определим тип варикапа, имея в виду следующее. Диоды с высоким обратным напряжением e_{ОБР.МАКС} позволяют построить более мощные АГ. Добротность Q_В решающего значения не имеет. Ориентировочно максимальную емкость варикапа выбирают с помощью неравенства

_В.МАКС.=(4…20)p_УC_КТ= 13…65 пФ.

Выберем варикап КВ 110Б со следующими параметрами:

Примем минимальное значение запирающего напряжения на варикапе e_В.МИН= E_В=4 В. Найдем наибольшее запирающее напряжение

_В.МАКС= (К_Д ²-1)E_В=21 В

< напряжения e_{ОБР.МАКС}=45 В. Электрическая прочность по напряжению обеспечена.

Напряжение на варикапе

_ВТ=(e_В.МАКС+ e_В.МИН)/2=12,5 В.

Емкость

_ВТ= C_В.МАКС/(E_ВТ/ E_ВТ)^1/2=9,5 пФ.

Допустимая нестабильность напряжения

_ВТ.ДОП =(DE_ВТ/E_ВТ)_ДОПE_ВТ=1,25 мВ.

Квазипиковая амплитуда модулирующего напряжения

_W.МАКС= X_НОМ E_ВТ=1,25 В.

Допустимая амплитуда радиочастотного напряжения

_f.В.ДОП <E_{ВТ -} E_ВТ/.ДОП - U_W.МАКС=7 В.

2.5 Расчет элементов контура

Примем коэффициент включения контура p_К=0,2. Тогда емкость делителя (последовательного соединения C4 и C5) -

_ДЕЛ=C_КТ/ p_К=255 пФ.

Емкость включенных параллельно конденсатора С3 и варикапа в режиме молчания C_К0=61 пФ.

Включение управляющей емкости последовательно с C_ДЕЛ ослабляет ее влияние на частоту автогенератора. Расчетное значение девиации частоты

’_РАСЧ=Df’_НОМ/(1- p_К)=2×10^-3.

Расчетная крутизна

’_1РАСЧ=2×10^-2.

Расчетный коэффициент

_У.РАСЧ= p_У/(1- p_К)=0,08.

Коэффициент включения варикапа

_В=(p_У.РАСЧ C_КТ/ C_ВТ)=0,6.

Емкость связи варикапа с контуром (С2):

_СВ=С₂= p_В C_ВТ/(1 - p_В)=14,2 пФ.

Емкость контурного конденсатора

С₃= С_К0 - C_СВ C_ВТ/(C_СВ - C_ВТ)=56 пФ.

Контурная индуктивность

₁=Z_C/2pf_МТ=0,51 мкГн.

Режим элементов контура АГ. Напряжение на конденсаторе связи

_{С 2ДОП}< U_fВДОП C_ВТ/ C_СВ=5 В.

Напряжение на контурном конденсаторе (С3)

_{С 3ДОП}= U_fВДОП + U_{С 2ДОП} =12 В.

Напряжение на контурной индуктивности

_L.ДОП= U_{С 3ДОП} /(1- p_К)=15 В.

Напряжение на емкостном делителе (U_КЭ):

_КЭ.СХ= U_L.ДОП p_К=3 В< U_КЭ.ДОП.

_К.СХ= U_L.ДОП/Z_C=0,15 А.

Исходные данные к расчету режима АГ. Примем добротность нагруженного контура автогенератора Q_Н=50. Это обеспечит слабое влияние изменений нагрузки АГ на его режим. Эквивалентное сопротивление R_Э контура АГ равно

_Э= Z_C Q_Н=5 кОм.

Сопротивление нагрузки в цепи коллектор-эмиттер

_ЭК=(0,2)^2×5×10³=200 Ом.

Максимально допустимая мощность АГ составляет

_АГ< U_КЭ.СХ ²/2 R_ЭК=3²/2×200=23 мВт.

Найденные значение и выбранный угол отсечки коллекторного тока АГ являются исходными данными к его расчету.

3. Модулятор канала изображения

Данное устройство формирует модулированное по амплитуде (АМ) колебание. В последующем тракте ПЧ с помощью полосового фильтра из АМ колебания (А3Е) создают сигнал класса излучения C3F, подлежащий передаче в системе эфирного ТВ вещания. Наибольшее распространение получил кольцевой модулятор.

Схема электрическая принципиальная кольцевого модулятора (рисунок 9) содержит четыре включенных последовательно диода (VD1-VD4) и две пары трансформаторов Т11, Т12 и Т21, Т22 типа "длинной линии". Обмотки всех трансформаторов включены согласно. Входные трансформаторы Т11 и Т12 соединены параллельно по входу и последовательно по выходу. На их вход подают по несимметричной линии напряжение ПЧ, на выходе получают два равных и синфазных напряжения. На кольцо диодов напряжения ПЧ подают в точки А и С, указанные на схеме. Напряжение ПЧ является попеременно отпирающим для пар диодов VD1,VD3 и VD2, VD4. Модулирующий сигнал ПЦТВ с размахом U_ТВ включен между общим проводником на выходе трансформаторов Т11 и Т12 и корпусом. Его полярность выбирают такой, чтобы в максимальной точке для АМ колебания оно было равным нулю и уменьшалось по мере модуляции вниз до наибольшего отрицательного на уровне "белого". Конденсатор С1 на схеме - блокировочный по ПЧ.

Выходные трансформаторы Т21 и Т22 по входу включены последовательно, по выходу - параллельно. Нагрузкой модулятора служит входная цепь буферного усилителя, соединяемая с выходом модулятора. На нашей схеме она заменена резистором R1. В общий провод входов трансформаторов включают источник постоянного напряжения Е_д смещения диодов. Это напряжение вместе с напряжением ПЧ определяет максимальный режим модулятора.

Для понимания работы схемы определим действующие на диодах напряжения, когда отпирается пара VD1 и VD3. Напряжения определяем, рассматривая электрическую цепь от анода каждого из них к катоду:

_{д 1} = U_ПЧcosw_ПЧt - U_ТВ(t) + E_д - U_нcosw_ПЧt,e_{д 2} = U_нcosw_ПЧt - E_д + U_ТВ(t) + U_ПЧcosw_ПЧt .

Положительные направления напряжений и токов указаны на рисунке 10 стрелками. Напряжение на нагрузке определяется током отпертого напряжением ПЧ диода VD1.

В схеме существует обратная связь (ООС) по огибающей АМ колебания глубиной около 6 дБ. Напряжение на нагрузке U_н при модуляции вниз уменьшается по амплитуде, что эквивалентно увеличению амплитуды напряжения ПЧ, т.е. противофазной АМ модуляции ПЧ.

Противофазные токи пар диодов VD1, VD3 и VD2, VD4 при их равенстве компенсируют колебания ПЧ и несущее (ПЧ) колебание на выходе отсутствует. Противофазная модуляция колебаний ПЧ сигналом U_ТВ приводит к суммированию токов боковых полос АМ колебания в нагрузке. Здесь имеем в нагрузке АМ колебание с подавленной несущей (балансная модуляция). Необходимо сохранить несущее колебание. Этого добиваются противофазной подачей напряжения E_д на пары диодов VD1, VD3 и VD2, VD4, включенные асимметрично в работу плеч моста. Уровень колебаний ПЧ задает напряжение E_д.

Вольтамперные характеристики диодов близки к квадратическим. Допустима их линейно-ломаная аппроксимация с введением поправочного коэффициента k₁ = 0,75 для первой гармоники токов диода. Для расчета модулятора достаточно знать два параметра диода: допустимый ток в прямом направлении - i_доп, допустимое напряжение в прямом направлении - е_доп.

Особенности работы диодов в рассматриваемой схеме поясняет диаграмма (рисунок 10). На ней, на оси абсцисс отложены напряжения, действующие на паре отпираемых диодов. Учтено, что направления токов диодов противоположные. Ось вправо от начала координат дает положительные значения напряжений на одном диоде, влево - на другом. По оси ординат отложены токи диодов. Когда напряжения на диодах противофазны и равны

çe_д÷= U_ПЧcosw_ПЧt + U_ТВ(t) = 0,

ток в нагрузке отсутствует (m_АМ = 0). Этот ток максимален при E_д> 0 и U_ТВ(t) = 0, т.е. в максимальном режиме. Для каждого из диодов СМХ по форме та же, что и при модуляции смещением.

Рисунок 10 - Статическая модуляционная характеристика

.1 Проектирование модулятора

Вольтамперные характеристики диодов близки к квадратическим. Сочтем допустимой их линейно-ломаную аппроксимацию с введением поправочного коэффициента k₁=0.75 для первой гармоники токов диодов. Для расчета модулятора достаточно знать два параметра диода:

допустимый ток в прямом направлении - i_доп

допустимое напряжение в прямом направлении - u_доп

Примем i_доп=0.05 А, е_доп=1 В.

Когда напряжеия на диодах противофазны и равны

|e_д |=U_ПЧ cos (w _ПЧ t)+U_ТВ(t)=0,

ток в нагрузке отсутствует (m_АМ = 0). Это ток максимален при Е_д >0 и U_ТВ(t)=0, т.е. в максимальном режиме. Для каждого из диодов СМХ по форме та же, что и при модуляции смещение.

Первая гармоника тока диода:

I_д1 =k₁ S(Uпч-U_н)β_1,,

где β₁ - коэффициент разложения косинусоидальных импульсов в ряд Фурье.

Аргументом функции β₁ является угол отсечки тока θ, связанный с действующими на диоде напряжениями. Его косинус:

- напряжение приведения, приблизительно равное

Для одного из диодов сумма напряжений Ед-Uтв(t), для другого -Ед+Uтв(t). Они отмечены знаками + и - соответственно:

I_д1 =k₁ S(Uпч-U_н)(β_{1+ -} β_1-)

- токи в нагрузке и через источник напряжения Е_д.

Разность (β_{1+ -} β_1-) близка к линейной, что требуется от СМХ, когда углы θ [60°,120°]. Эти сведения являются базовыми при выборе диодов в кольцевом модуляторе.

Проектирование модулятора. Параметры модулятора:

мощность в нагрузке в максимальном режиме

амплитуда напряжения ПЧ

напряжение смещения

размах ТВ сигнала

сопротивление нагрузки

В минимальном режиме амплитуда напряжения ПЧ приложена к диоду (Uн=0) и, следовательно, Uпч≤е _доп. С запасом принимают Uпч=0.7 е _доп=0.7 В.

Тогда в максимальном режиме при том же импульсе тока диода напряжение в нагрузке равно Eд 0=0.1е_доп=0.1 В, а сумма напряжений:

,

отсюда U_н=0.6 В.

Размах модулирующего напряжения Uтв=E_д=0.7 В.

Сопротивление нагрузки

R_н=U_н/2I_{д 1} =0.6/(2*0.0005625)=533.33 Ом.

В кольцевой схеме попеременно отперты две пары диодов. Их токи в нагрузке суммируются. В рекомендуемом режиме

S≈0.5i_доп/е_доп=0.05*0.5=0.025 В/А.,

а разность (β_{1+ -} β_1-)=0.30.

В этом случае ток I_{д 1}=0.75*0.025*(0.7-0.6)*0.30=0.5625 мА.

Мощность модулятора в максимальном режиме:

Р_~мод=

4. Расчет промышленного КПД

Расчет для передатчика канала изображения, построенного на твердотельных приборах, производится по формуле:

-электронный КПД оконечного усилителя

В этой формуле численный коэффициент учитывает многие небольшие затраты мощности, включая потери энергии первичного источника питания на приведение в действие системы охлаждения.

Энергетику ТВ радиостанции в целом характеризует отношение мощности на выходе канала изображения в среднем режиме (m=m_ср=1) к мощности, потребляемой радиостанцией от первичного источника питания - трехфазной сети переменного тока промышленной частоты 50 Гц.

,

где  - КПД отдельных элементов выходной цепи до главного фидера.

Их величины следующие: η_к - контура ≥0,9; η_сф - соединительных фидеров ≥0,95; η_МС - моста сложения ≥0,9; η_Ф - фильтров ≥0,9; η_РУ - развязывающих устройств (вентилей и циркуляторов) ≥0,95.

Тогда запишется:

Подставляя известные величины в более точную формулу, получим

Где n_зи=0.1- отношение номинальных мощностей каналов ЗС и ТВС

Полученный КПД на уровне 32% объясняется неполным использованием транзисторов по мощности в предоконечных усилителях и не использованием современных элементов.

Заключение

В ходе проектирования были разработаны структурные схемы и рассчитаны основные параметры работы оконечного и предоконечных усилителей и модулятора радиопередающего устройства. Схемы оконечного и предоконечных усилителей биполярных транзисторах с использованием квадратурных мостов деления и сложения мощностей. Транзисторы позволяют использовать невысокие напряжения питания, малые габариты и масса также являются преимуществом.

В процессе проектирования стремились к оптимальному использованию всех компонентов и получению максимально возможного коэффициента полезного действия.

Список литературы

1.   Забалканский Э.С., Новикова С.Р. Передатчики телевизионных вещательных радиостанций: методические указания к курсовому проектированию (спец. 201100) / СПбГУТ. - СПб, 2000.

2.      Радиопередающие устройства: Учебник для вузов / В.В. Шахгильдян, В.Б. Козырев, А.А. Ляховкин и др.; Под ред. В.В. Шахгильдяна. - 3-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1996.

.        Проектирование радиопередатчиков: Учеб.пособие для вузов / В.В. Шахгильдян, М.С. Шумилин, В.Б. Козырев и др.; Под ред. В.В. Шахгильдяна. - 4-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 2000.

.        Лекции по РПДУ О.В. Воробьев

.        Ханзел Г. Справочник по расчёту фильтров. - М.: Сов.радио, 1974-288 с.

.        Зааль Р. Справочник по расчёту фильтров. - М.: Сов.радио, 1983-752 с.

.        Рыжков А.Е. Пособие по РПДУ- 142с.

.        А.Г. Ильин Учебное пособие: Устройство генерирования и формирования сигналов Часть 1. Генераторы с внешнем возбуждением, автогенераторы и синтезаторы частот.- Томск.: Томский межвузовский центр дистанционного образования,2009- 213с.

9.   Web-site: http://www.integratech.com/vhf-uhf-cw-datasheets_integra.html

10.    Web-site: http://products.semelab-tt.com/rf/index.shtml

.        Web-site: http://www.mitsubishielectric.com/semiconductors/products/