Розрахунок трифазного керованого випрямлячу

  • Вид работы:
    Курсовая работа (т)
  • Предмет:
    Информатика, ВТ, телекоммуникации
  • Язык:
    Украинский
    ,
    Формат файла:
    MS Word
    1,01 Мб
  • Опубликовано:
    2014-11-02
Вы можете узнать стоимость помощи в написании студенческой работы.
Помощь в написании работы, которую точно примут!

Розрахунок трифазного керованого випрямлячу

1. Теоретичні відомості

У трифазному мостовому випрямлячі (мал. 1, а) послідовно з'єднані дві трифазні випрямні групи: анодна VS2, VS4, VS6 і катодна VSI, VS3, VS5, кожна з який повторює роботу трифазної схеми із середньою крапкою. Отже, при такому ж значенні е.д.с. вторинної обмотки трансформатора Е2 і  = 0, як і в трифазній схемі із середньою крапкою, дана схема має середнє випрямлену напругу Ud у два рази більшу, чи навпаки, при тім же значенні Ud значення Е2, буде в два рази менше E2 = 0,43U2.

При активному навантаженні (La = 0; Ld = 0; ra= 0) у мостовій схемі одночасно пропускають струми два тиристори: один - з найбільш високим потенціалом анода щодо середньої крапки трансформатора з катодної групи тиристорів, а іншої - з найбільш низьким потенціалом катода з анодної групи тиристорів. Так, наприклад при  = 0 в інтервалі ( мал. 22.16, б) пропускають струм тиристори VSI і VS4, в інтервалі тиристори VSI і VS6, в інтервалі  тиристори VS3 і VS6 і т.д.

Рис. 1. Трифазний мостовий симетричний випрямляч при активному навантаженні; а - схема; б - часові діаграми струмів і напруг при  = 0 .

Випрямлена напруга Ud в інтервалі визначиться різницею фазних е.д.с. еа й ев в інтервалі  Ud = еа - ec і т.д. Таким чином, випрямлена напруга має шестифазні пульсації (m П= 6).

У мостовому випрямлячі немає змушеного намагнічування сердечника трансформатора, тому що струм у вторинній обмотці протікає за період двічі, причому, у протилежних напрямках.

Електричні параметри визначаються такими ж закономірностями, як і для трифазного випрямляча із середньою крапкою при зупинці м 2 = м П = 6, а також замість фазної е.д.с. Е 2m враховувати лінійну е.д.с. . Трифазна мостова схема в даний час знаходить найбільш широке застосування внаслідок її гарних техніко-економічних показників. З метою поліпшення форми кривої струму у вторинних обмотках трансформатора варто з'єднувати ці обмотки в «трикутник». При такіому з'єднанні струм у кожній обмотці протікає безупинно, вміст високих гармонійних складових відносно знижується.

З часових діаграм мал. 1, б видно, що кожен тиристор пропускає струм 60° у парі з одним тиристором, а 60° у парі з іншим. Наприклад, тиристор VS1 пропускає струм 60° у парі з VS4 і 60° у парі з VS6. Аналогічно й інші тиристори.

При пуску випрямляча чи при переході його в режим переривчастих струмів і використанні одиночних імпульсів із шириною меншою 60° не може бути забезпечена працездатність схеми, тому що не можуть відкриватися одночасно два тиристори в анодній і катодній групах. У зв'язку з цим система керування повинна виробляти одиночні керуючі імпульси із шириною більшої 60° чи здвоєні короткі імпульси, що слідують друг за другом через 60°.

При активно-індуктивному навантаженні (Ld = , La = 0, rа = 0) струм у ланцюзі навантаження виходить ідеально згладженим, незмінним по величині і безупинними у всьому діапазоні регулювання (мал. 2, а).

Рис. 2. Часові діаграми струмів і напруг трифазного мостового симетричного випрямляча при активно-індуктивному навантаженні (ra=0; La =0; Ld = ) a - у відсутності нульового діода; б - при наявності нульового діода.

При >60° у кривої випрямленої напруги, побудованої як різниця випрямлених напруг катодної й анодної груп тиристорів, з'являються негативні ділянки. Середнє значення випрямленої напруги для всього діапазону регулювання визначається виразом

Uda = Ud0COS  (1)

З виразу (1) - випливає, що граничний кут керування при Ld =  дорівнює 90°.

Коефіцієнт потужності випрямляча при Ld =  і La = 0

 = (3cos )/

Коефіцієнт пульсацій визначається виразом (2):


Рис. 3. Трифазний мостовий несиметричний випрямляч: 1- схема; часові діаграми струмів і напруг; б - при активно-індуктивному навантаженню (rа =0; L а = 0; Ld = ) без нульового діода; з нульовим діодом.

Для поліпшення коефіцієнта потужності в схему вводять нульовий діод VD0, що вступає в роботу при  > 60°, тобто коли крива миттєвих значень випрямленої напруги змінює знак (мал. 2, б). Через нульовий діод замикається струм навантаження. Напруга на навантаженні в період роботи нульового діода дорівнює нулю, а трансформатор знеструмлюється і тому струм у вторинній і первинній обмотках трансформатора має розривний характер (мал. 2, б). Нульовий діод запобігає можливість повернення в живильну мережу енергії, накопиченої в магнітному полі дроселя Ld, і тим самим, поліпшує коефіцієнт потужності випрямляча


Коефіцієнт пульсацій визначається виразом (3):


Трифазний мостовий керований випрямляч може бути виконаний і за несиметричною схемою (три тиристори VS1, VS2, VS3 і три діоди VD1, VD2, VD3, мал. 3, а). Несиметрична схема знаходить широке застосування у випрямлячах невеликої потужності. При роботі на активно-індуктивне навантаження і зміні кута керування крива випрямленої напруги буде мати вид показаний на мал. 3, б. При збільшенні кута  в кривої випрямленої напруги Ud відмінність від симетричної мостової схеми негативні ділянки не з'являються.

При переході позитивної напівхвилі напруги працюючого тиристора через нуль, наприклад VS1, вона продовжує проводити струм з діодом, що вступає в роботу, VD1 тієї ж фази. Ланцюг навантаження виявляється зашунтований одночасно провідний струм тиристором VS1 і діодом VD1 і напруга на навантаженні дорівнює нулю. Цей інтервал триває до вступу в роботу чергового тиристора VS2 (мал. 22.18, б). У кривої випрямленої напруги з'являються паузи від моменту переходу позитивної напівхвилі живильної напруги через нуль до вступу в роботу чергового тиристора. При  тиристори виявляються цілком замкненими, і напруга на навантаженні дорівнює нулю. Середнє значення випрямленої напруги для всього діапазону зміни кута керування  визначається вираженням (4):


Особливістю роботи схеми при активно-індуктивному навантаженні в діапазоні кута керування ( ) є те, що при знятті сигналу керування не вдається забезпечити закриття всіх тиристорів. При знятті сигналу керування відбувається запирання двох тиристорів, а третій залишається відкритим за рахунок е.д.с. самоіндукції навантаження і через нього протікає струм навантаження. Це приводить до зниження діапазону регулювання напруги і погіршенню використання тиристорів по струму.

Для підвищення ефективності схеми в неї вводять нульовий діод VDo що шунтює навантаження. При наявності нульового вентиля VDo індуктивність навантаження розряджається через нього і не перешкоджає запиранню тиристорів. Це дозволяє реалізувати повний діапазон регулювання випрямленої напруги обумовленої виразом (4). Якщо кут керування  , нульовий діод VDo увесь час замкнений і потреба в ньому відпадає. На мал. 3, в приведені часові діаграми струмів і напруг у схемі з нульовим діодом.

Основна (перша) гармоніка пульсацій випрямленої напруги має частоту (1) = 3f c , що є істотним недоліком схеми в порівнянні із симетричною. Коефіцієнт пульсацій випрямленої напруги по першій гармоніці для схеми без нульового діода і з нульовим діодом визначається відповідно виразом


При збільшенні кута керування  збільшується коефіцієнт пульсацій. Тому несиметричні мостові схеми застосовують при невеликому діапазоні регулювання ( ). При активно-індуктивному навантаженні в діапазоні регулювання  коефіцієнт зрушення несинусоїдальності і потужності визначаються виразами


. Вихiднi дані

. Номiнальне, мiнiмальне, максимальне значення фазної напруги мережi живлення: Е1 ном.= 110 В; Е1 min = 93,5 В; Е1 max = 126,5 В;

. Частота мережi живлення: fc = 1000 Гц

3. Номiнальне значення вихiдної напруги: Ud ном. =220 В;

. Дiапазон регулювання вихiдної напруги: Ud min = 187 В; Ud max = 253В;

. Максимальний i мiнiмальний струм навантаження випрямляча: Id min =8 A; Id max = 12 А;

. Амплiтуда основної гармонiки пульсацiї вихiдної напруги: U(1) m ≤ 0,5 В;

. Температура навколишнього середовища: Тсє max = 323 К / +50єС/  Тсє min = 233 К /-40 єС/

. Розрахунок силової частини випрямляча

. Для пiдвищення коефiцiєнта потужностi i спрощення системи керування силову частину виконуємо за мостовою несимметричною схемою, а трьома теристорами I нульовим дiодом. Для згладжування пульсацiї випрямленої напруги на виходi випрямляча використовуємо Г-подiбний LC-фільтр, застосування якого забезпечує жорстку зовнішню характеристику випрямляча, а також сприятливий режим роботи вентилів та трансформатора.

Для гальванічного розв’язування системи керування і силової частини застосовується оптоелектронні теристори. Часові діаграми випрямленої напруги і струмів у вентилях при роботі випрямляча на RL- навантаження і кутах керування , , .

При побудові діаграм припускаємо, що трансформатор і вентилі - ідеальні, індуктивність дроселя фільтра Ф.

.Коєфіцієнт зміни напруги живлення:

а

в=

.Активний опір і індуктивність трансформатора:

 

де  - розрахункові коефіцієнти, що залежать від схеми випрямляча, характеру навчання і способу з’єднання обмоток трансформатора.

Для трифазного мостового випрямляча, який працює на RL-навантаження:

При з’єднанні обмоток

Зірка/зірка, трикутник/зірка -  

 - число стержнів трансформатора, на яких розміщенні обмотки;

- максимальна індукція в осерді трансформатора.

При використанні стрічкових осердь і холоднокатаних сталей при габаритній потужності трансформатора до 2500  максимальну індукцію беруть Тл, при Гц.

. Падіння напруги на активному опорі трансформатора при мінімальному і максимальному струмі навантаження:


.Витрати випрямленої напруги, зумовлені комутацією, при мінімальному і максимальному струмі навантаження:


.Орієнтовно падіння напруги на активному опорі дроселя фільтра при мінімальному і максимальному навантаженні:

 

де - активний опір обмотки дроселя.


 при

де - номінальний опір навантаження випрямляча.

Менші значення  беруть при більших значення потужності в навантаженні. В даному прикладі

Приймаємо

. Максимальне середнє значення випрямленої напруги з урахуванням втрат напруги на елементах:


де Uт, Uд - середнє значення прямого падіння напруги на тиристорі та діоді випрямляча.

У процесі попереднього розрахунку падіння напруги на тиристорі і діоді беремо . Після вибору вентилів значення Uт , Uд слід уточнити.

. Мінімальна, номінальна і максимальна напруги вторинної обмотки трансформатора:

 

де - мінімальний кут регулювання. Який забезпечує роботу випрямляча на крутій ділянці регулювальної характеристики:


. Мінімальне середнє значення випрямленої напруги на виході випрямляча /на вході фільтра/:

 

. Максимальний кут керування


. Середнє значення випрямленої напруги на вході фільтра і кут керування у номінальному режимі роботи:


. Середнє значення випрямленої напруги на вході фільтра і кут керування в режимі, відповідному мінімальній напрузі на навантаженні і максимальному струмовому навантаженню нульового вентиля:


. Середній струм тиристорів і діодів випрямляча в режимі максимального навантаження /режим / при  і наявності нульового вентиля:


. Діюче значення струму тиристорів і діодів випрямляча у режимі максимального навантаження:


. Середнє і діюче значення струму нульового вентиля в режимі:

:


. Зворотна напруга на вентилях випрямляча:


Виходячи з розрахункових даних з довідника, вибираємо:

а) оптроні тиристори типу ТО 125-10-5 з параметрами ; ; ; ; ; ; ; ; ;

б) діоди типу ВЧ2-160-5 з параметрами:

; ; ; .

. Потужність статичних втрат у тиристорі:


. Потужність статичних втрат у діоді:


. Потужність статичних втрат у нульовому вентилі:


. Згідно з визначеними значеннями потужності втрат у вентилях і заданою температурою навколишнього середовища обчислюємо площі тепловідводних радіаторів. Для охолодження використовуємо ребристі односторонні радіатори при природному охолодженні.

. Площа тепловідного радіатора для тиристора:


де  - коефіцієнт тепловіддачі, який залежить від конструкції, матеріалу і ступеня воронування тепловідводу.

При природному охолоджені і нормальному тиску ; для воронованого ребристого алюмінієвого тепловідводу ;  - максимальна робоча температура переходу, яка для надійності вибирається на 10...20  меншою ніж ; - тепловий опір між корпусом і тепловідводом, величина якого залежить від чистоти обробки поверхні, наявності мащення прокладок і зусилля, яке притискує вентиль до тепловідводу, міститься в межах 0,1...1,0  ; приймаємо  . Для зменшення теплового контактного опору поверхні вентиля і радіатора в місці контакту змащують теплопровідною пастою КТП-8.

. Площа радіатора для діода:


. Площа радіатора для нульового діода:


. Пряме падіння напруги на транзисторі і діоді:


. Розрахунок згладжувального фільтра. Коефіцієнт пульсації  з основної гармоніки на вході фільтра максимальний у режимі , а також при куті керування  з графіка для  .

. Коефіцієнт пульсації випрямленої напруги на навантаженні з основної гармоніки:


. Коефіцієнт згладжування фільтру:


. Добуток LC при цьому вважаємо, що коефіцієнт передачі фільтром постійної складової випрямленої напруги дорівнює одиниці:


де =3 - число пульсацій випрямленої напруги за період мережі живлення;  - кутова частота мережі живлення.

. Індуктивність дроселя за умови дістання індуктивної реакції фільтра у заданому діапазоні зміни струму навантаження:


З урахуванням знайденого значення L та максимального струму навантаження  вибираємо два стандартні дроселі типу Д136-0.0003-12.5 , та Д151-0.0006-12.5, які з’єднуємо послідовно. Дроселі мають такі параметри: струм підмагнічування Іпід=12,5 А;активний опір обмоток Rдр=0,029 Ом; діапазон робочих частот 50...5000 Гц.

. Ємність фільтра:

 

 



При виборі конденсатора необхідно урахувати: потрібну ємність, робочу напругу, діапазон робочих температур, допустиму амплітуду змінної складової, діапазон робочих частот конденсатора, технологічний і температурний розкид ємності.

Вибираємо 2 електролітичні конденсатори типу К75-30-750В-4мкФ, та К75-30-750В-6мкФ. Згідно з технічними умовами даний конденсатор має такі параметри: діапазон робочих температур (-40 0С...+70 0С), допустима амплітуда пульсації на частоті 1000 Гц та t0=+70 0С дорівнює

 (1000 Гц)=14 В; у діапазоні частот 50 Гц...50кГц допустима амплітуда змінної складової визначається так:

,

де K,n - коефіцієнти, залежні від частоти пульсації і температури навколишнього середовища відповідно. Так, при  згідно з ТУ n=0,8; коефіцієнт пульсації .

Оскільки згідно з технічним завданням амплітуда пульсації вихідної напруги , нерівність , виконується, тому конденсатор буде працювати у межах вимог технічних умов.

. Установлена ємність фільтра з урахуванням можливого відхилення від номінального значення на -20%:


Внаслідок можливого відхилення на -20% ємність конденсатора може дорівнювати


Таким чином, у заданому діапазоні температур розраховане значення ємності С=10 мкФ буде забезпечено.

. Перевіримо параметри фільтру на відсутність резонансу на частоті основної гармоніки пульсацій. Резонансна частота фільтра:


Оскільки  резонанс відсутній.

. Уточнюємо мінімальну, номінальну і максимальну напругу фази вторинної обмотки:

 


. Діюче значення струму у фазі вторинної обмотки трансформатора в режимі максимальної струмової віддачі:


36. Розрахункове значення струму первинної обмотки (без урахування ХХ трансформатора):

 

. Розрахункова потужність вторинної та первинної обмоток трансформатора:


. Типова потужність трансформатора:


Величини , , , , , , а також максимальні значення індукції в осерді  Використовуються як вихідні данні для розрахунку трансформатора згідно з відповідною методикою.

. Визначимо коефіцієнт потужності схеми при мінімальному і максимальному кутах регулювання. Оскілки , то при мінімальному значенні  визначаємо:


Через те, що  то при максимальному значенні  визначаємо коефіцієнт потужності:


. Система керування випрямлячем

Система керування (СК) випрямлячем призначена:

а) для формування керуючих імпульсів вимагаємої амплітуди і тривалості;

б) для синхронізації керуючих імпульсів з напівперіодами фазних напруг;

в) для розподілу керуючих імпульсів по трьох каналах відповідно до числа фаз випрямляча.

Принципова схема триканальної системи керування, в якій реалізовано метод «вертикального керування» [1], наведена на схемі. Як базові елементи при побудові схеми використані операційні підсилювачі загального призначення .

Часові діаграми, що пояснюють роботу першого каналу формування імпульсів керування тиристора фази А, наведені на рис 3.7.

Рис. 4

Синусоїдальна напруга фази А () , яку знімають з додаткової обмотки (синхронізуючої) силового трансформатора TV1, надходить на вхід синхронізатора, зібраного за схемою симетричного двостороннього обмежника напруги на діодах VD1 та VD2. У зв’язку з не лінійністю вольт амперної характеристики діодів на виході синхронізатора формується трапецеїдальна напруга з амплітудою , яка дорівнює падінню напруги на відкритому діоді і тривалістю фронту  (рис. 4).

Вихідна напруга обмежника синхронізує роботу генератора пилкоподібної напруги (ГПН), зібраного на операційному підсилювачі ДАІ. Запуск ГПН здійснюється у момент переходу синхронізуючої напруги через нуль, тому імпульси керування фаз А, В, С зсунуті між собою на кут 120. На виході генератора формується пилкоподібна напруга  (рис. 3.7), період якої дорівнює періоду силової напруги, а амплітуда визначається сталою ланцюга інтегрування С1, R2. Резистор R4 стабілізує роботу інтегратора за постійним струмом. З виходу ГПН пилкоподібна напруга надходить на інвертуючий вхід компаратора ДА2, на неінвертуючий вхід подається напруга керування  (рис 4).

У момент рівності вказаних напруг компаратор перемикається з одного насиченого стану в протилежний, внаслідок чого на виході формується послідовність різнополярних імпульсів з частотою мережі живлення. Позитивний імпульс вихідної напруги компаратора через обмежуючий резистор R7 надходить до ланцюга бази транзистора VT1. Який виконує функції вихідного підсилювача потужності. При відмиканні транзистора в його колекторному ланцюзі протікає імпульс струму керування тиристора VS1 з амплітудою  (рис. 4). Під дією  світодіод оптрона випромінює світовий імпульс і переводить силовий тиристор фази А у ввімкнений стан. Для обмежування амплітуди керуючого струму вмикається резистор R8. В інтервалі часу, коли вихідна напруга компаратора негативна, транзистор VT1 зачинений.

5. Розрахунок синхронізуючого приладу і генератора напруги

. Як діоди двостороннього обмежника вибираємо діоди типу Д223А з параметрами :

допустимий струм ;

допустима зворотна напруга ;

діапазон робочих температур 213 К … 392 К.

Використанні діоди повинні мати малий диференціальний опір у відкритому стані. Подальший розрахунок обмежника виконується при таких допущеннях: а) діоди VD1, VD2 мають ідентичні параметри; б) диференціальний опір відкритого діода дорівнює нулю, тобто напруга на ньому не залежить від прямого струму і дорівнює пороговій напрузі діода; в) амплітуда синхронізуючої напруги  значно більша напруги обмежника , ,; г) вхідні струми операційного підсилювача і зворотні струми діодів VD1, VD2 дорівнюють нулю.

. Задаємось прямим струмом через діоди обмежника при максимальній напрузі мережі , згідно з статичною вольт-амперною характеристикою діода для  визначимо пряме падіння напруги на діоді: .

. Визначимо діюче і амплітудне значення синхронізуючої напруги, близької до прямокутної, необхідно, щоб амплітуда синусоїдальної напруги вибиралася за умовою: тоді , діюче значення напруги


. Вихідний опір обмежника


Вибираємо стандартний резистор згідно з номіналом та потужністю:  Тип - С2-33-0.125-560 Ом±5%.

. Амплітуда прямого струму через діоди обмежника при максимальній напрузі мережі:


. Діюче значення струму в обмотці синхронізації при максимальній напрузі мережі:


Діюче значення  і використовується при розрахунку синхронізуючого трансформатора.

. Розрахунок інтегратора ДАІ. Як підсилюючий елемент використовуємо операційний підсилювач К 140УД7 з параметрами:

напруга живлення  ;

максимальна вхідна напруга  ;

вихідна напруга ;

вихідний струм

коефіцієнт підсилення за напругою ;

діапазон робочих температур 233К … 358К

. Стала інтегрування СІ R2 інтегратора згідно з формулою


Де  ;  - тривалість фронту вихідної напруги обмежника. При виконанні умови  кут  знаходиться в межах . Приймаємо  .

Для забезпечення режиму лінійного інтегрування задаємося амплітудою напруги на виході інтегратора ДАІ за умовою  де мінімальна вхідна напруга мікросхеми 140УД7 ; беремо , тоді

;

. Розрахуємо резистор R2 за умови, що , зумовлене вхідним струмом ОП, становить  , тобто , тоді

;

Вибираємо стандартний резистор типу С2-33-0.125-100к±5%.

. Ємність інтегруючого конденсатора:

;

Для здобуття шуканої ємності вибираємо стандартний конденсатор ємністю 30 нФ типу КМ.

. З метою стабілізації режиму роботи за постійним струмом інтегратор охоплений негативним зворотним зв’язком через резистор R4, величина якого визначається виразом , тоді . Вибираємо стандартний резистор типу С2-33-0.125-100к±5%.

. Для забезпечення похибки інтегрування, зумовленої вхідним струмом мікросхеми, розраховуємо резистор R3, опір якого вибираємо за умовою:

;

Вибираємо стандартний резистор типу С2-33-0.125-10к±5%

. Розрахунок компаратора напруги

. Визначаємо опір резисторів R5, R6. оскільки амплітуда пилкоподібної напруги m =1,5В, то, згідно з міркуванням, наведеним в пункті п.10 підрозділ 3.4.1,


Приймаємо:


Вибираємо стандартний резистор з опором 13 кOм. Опір навантаження мікросхеми ДАІ: , отже, мікросхема за струмом не перевантажена.

. Ємність розподілювального конденсатора С2, який не пропускає постійну складову вихідної напруги інтегратора, що виникає через зміщення „нуля” операційного підсилювача, а також через неідентичність параметрів діодів VD1, VD2 на вході компаратора. Ємність конденсатора вибираємо за умовою:

,

де  - період синхронізуючої напруги.

Приймаємо

Вибираємо стандартній конденсатор ємністю 30 нФ.

. Розрахунок вихідного підсилювача

. Максимальний струм колектора транзистора Ik.max =Iкер =150 мА , де Iкер - Імпульсний відмикаючий струм керування оптронного тиристора.

. Максимальна напруга на колекторі зачиненого транзистора

 

Параметри транзистора VT1 повинні задовольняти умову

   ,

де - струм колектора зачиненого транзистора /оптрона/. Вибираємо транзистор КТ630Е з параметрами: =1 А, =60 В. Допустима зворотна напруга емітер-база = 6 В, статичний коефіцієнт передачі за струмом =160...480, струм колектора зачиненого транзистора =1*10 А, межова частота підсилення  Гц. Максимально допустима потужність розсіювання на колекторі =0,8 Вт.

. Опір обмежуючого резистора R8 у ланцюзі керування оптрона:


де -падіння напруги відкритому транзисторі при струмі =0,1А, яке визначається згідно з вихідними статичними характеристиками, =2,5 В - імпульсна відмикаючи напруга керування тиристора. Вибираємо стандартний резистор з опором 120 Ом.

.Ефективне значення колекторного струму транзистора при мінімальному куті керування


. Втрати потужності у резисторі R8:


Вибираємо резистор типу С2-33 потужністю 2 Вт: С2-33-0,5-205%.

. Задаємося коефіцієнтом насичення транзистора VT1: b=1,2…1,5, тоді потрібна амплітуда відмикаючого струму в ланцюзі бази:


Здобуте значення струму має задовольнити умову , де - допустимий вихідний струм операційного підсилювача. Для мікросхеми 14ОУД7, =1,6 mA. Якщо , то для узгодження вихідного опору компаратора з вхідним опором підсилювача потужності використовують емітер ний повторював, розрахунок якого виконюють згідно з відомими методиками.

. Опір обмежуючого резистора у ланцюзі бази:

,

де =0,65 В - напруга поміж емітером і базою насиченого транзистора , яка визначається згідно з вихідними статичними характеристиками при . Вибираємо стандартний резистор з опором 1,6 кОм типу С2-33.

. Максимальна зворотна напруга на базі транзистора , отже, додаткових заходів по обмежуванню зворотної напруги не треба.

. Втрати потужності у транзисторі в інтервалі його відкритого стану при мінімальному куті керування :


Втратами потужності на перемикання і втратами у транзисторі в зачиненому стані можна нехтувати, якщо урахувати низьку частоту перемикання. Оскільки <, то транзистор за потужністю вибрано правильно.

. Мінімальна тривалість керую.чого імпульсу тиристора при максимальному куті керування :

.

Оскільки >=с, то у всьому діапазоні зміни  надійне включення тиристора буде забезпечене.

Система керування живиться від допоміжного стабілізуючого джерела живлення. Яке виробляє двополярну напругу 6,3В з сумарною нестабільністю не гірше 1% і коефіцієнтом пульсації не більше 1%. Для живлення допоміжного джерела напруги використовується або окремий малопотужний трансформатор, підключений до мережі, або додаткова обмотка силового трансформатора VT1.

мостовий випрямляч генератор трансформатор

Висновки

В даній курсовій роботі був розрахований трифазний керований випрямляч. Керованим називається випрямляч, який окрім випрямлення змінної напруги одночасно регулює середнє значення випрямленої напруги. У керованому випрямлячі некеровані вентилі замінені керованими вентилями - тиристорами.

Регулювання здійснюється шляхом затримання відмикання тиристора в межах півперіоду сітьової напруги, де кут затримування відмикання тиристора називається кутом керування a.

Також був розрахований діапазон регулювання, елементи схеми випрямляча. Для зміщення керуючих імпульсів на кут і розподілу сигналів керування на відповідні тиристори необхідна система керування випрямлячем.

Під час розрахунків було визначено номінали елементів схеми, параметри їх робочого режиму, найважливіші енергетичні і якісні показники пристрою.

На підставі розрахункових даних із довідників було вибрано стандартні елементи (напівпровідникові прилади, резистори, конденсатори, мікросхеми та ін.) З метою уніфікації і підвищення технологічності пристрою допускається використовувати стандартні моточні вузли - трансформатори, дроселі, фільтри, застосування яких не повинно погіршувати енергетичні, якісні та економічні показники. Коли трансформатор і дросель не можна вибрати з числа стандартних, слід виконати електричний розрахунок.

Література

1.  Чебовський А.Г., Моисеев Л.Г., Сахаров Ю.В. Силовые полупроводниковые приборы. - М.: Энергия, 1975.

2.      Замятин В.Я. Кондратьев Б.В. Тиристоры. - М.: Сов.радио, 1980.

.        Незнайко А.П. Геликман В.Ю. Конденсаторы и резисторы. - М.: Энергия, 1974.

.        Нестеренко Б.К. Интегральные операционные усилители. - М.: Энергоиздат, 1982.

.        Электронные конденсаторы и конденсаторне установки /Справочник. - М.: Энергоиздат, 1982.

.        Сидоров И.М., Мукосеев В.В. и др.. Малогабаритные трансформаторы и дроссели. - М.: Радио и связь, 1985.

.        Методичні вказівки до виконання курсової роботи з курсу ”Електронні, мікропроцесори та перетворювальні пристрої”. Розділ ”Керовані випрямлячі”. Для студентів електричного та електротехнічного фаху усіх форм навчання / Укл. В.І. Сенько, В.І. Кучерук, В.С. Омірнов та ін. - К.: КПІ, 1995. - 56 с.

Похожие работы на - Розрахунок трифазного керованого випрямлячу

 

Не нашел материал для своей работы?
Поможем написать качественную работу
Без плагиата!