P2ном [кВт]
|
Uл [В]
|
f [Гц]
|
cosφ(1)
|
m
|
Ud [В]
|
0,6
|
380
|
200
|
0,6
|
1
|
40
|
ТрАІН
|
. Виконати розрахунок силової
частини.
. Здійснити розрахунок системи
керування.
. Виконати креслення електричної
принципової схеми.
1. Короткий огляд існуючих схем і
обґрунтування вибору схеми
Автономними інверторами (АІ)
називають вентильні перетворювачі постійного струму у змінний, що працюють на
автономне навантаження. Вимоги до автономних інверторів різноманітного
застосування відрізняються дуже разюче, що обумовлює різноманітні рішення як по
силових схемах, так і по схемах системи керування інверторів. В АІ потрібно
застосовувати повністю керовані вентилі, які виконують роль ключів, котрі
почергово підключають фази навантаження в ланцюги змінного струму до
позитивного і негативного полюсів джерела постійного струму. Якщо в схемах
використовують як ключі звичайні тиристори, то для їх закривання застосовують
примусову комутацію.
За кількістю фаз вихідної напруги АІ
поділяються на однофазні та трифазні, котрі можуть бути виконані за схемами з
середньою точкою, мостовими і напівмостовими.
За характером протікання
електромагнітних процесів АІ поділяються на інвертори струму, резонансні
інвертори та інвертори напруги.
При розгляді схем припускаємо:
вентилі є ідеальними ключами, час перемикання дорівнює нулю, внутрішній опір
джерела живлення дорівнює нулю і воно має двосторонню провідність, опір
з’єднувальних проводів дорівнює нулю.
На рис. 1 наведена схема однофазного
мостового інвертора напруги.
Рис. 1
В інверторах напруги джерело
живлення працює в режимі генератора напруги. При живленні від джерела з великим
внутрішнім опором на вході інвертора встановлюється конденсатор великої
ємності для забезпечення провідності джерела напруги в зворотному напрямі. необхідний,
коли в колі навантаження є реактивні елементи будь-якого типу.
2. Розрахунок системи керування
.1 Розрахунок двотактного вихідного
підсилювача потужності
Вихідні дані для розрахунку:
напруга живлення вихідних підсилювачів
В;
напруга живлення логічних
елементів В;
частота проходження вихідних
імпульсів Гц;
амплітуда вхідного керуючого
імпульсу, що відповідає рівню логічної
одиниці на виході елементів
DD1 і DD2, В;
максимальний струм колектора
силового транзистора А.
Амплітуда керуючого струму,
необхідна для насичення транзистора інвертора:
А
де -
мінімальний статичний коефіцієнт передачі струми бази транзистора КТ945А;
коефіцієнт насичення транзистора, значення якого беруть b=1,3...2 (обираємо ).
Визначаємо середнє значення
струму, що проходить через діоди VD6...VD9:
А
Як діоди VD6...VD9, що
створюють затримку відпираючого імпульсу струму, використовуємо низькочастотні
кремнієвий діоди КД202А з параметрами:
допустимий середній струм = 5 А;
допустима зворотна напруга = 50 В.
Визначаємо амплітуду керуючої
напруги на вихідних
обмотках підсилювача.
Задаємось спадом напруги на
струмообмежуючих резисторах R5...R8 із умови , де - спад
напруги на емітерному переході відкритого силового транзистора.
За вхідною характеристикою
транзистора КТ945А, знятою при , для струму бази А знаходимо
В. Беремо
В
За статичною вольт-амперною
характеристикою діода КД202А при струмі А визначаємо прямий спад напруги на
діодах VD6...VD9:
В.
В
Амплітуда має бути не
більше за максимально допустиму зворотну напругу між емітером і базою силових
тиристорів для вибраного типу транзистора.
Для транзистора КТ945А В; щоб
зменшити час розсмоктування носіїв у базі силових транзисторів, як діоди
VD10...VD13 використовуємо високочастотні діоди типу КД212А з параметрами:
допустимий середній струм = 1 А;
допустима зворотна напруга = 200 В;
імпульсний струм = 50 А (при
тривалості імпульсу до 10 мс);
допустима робоча частота 100
кГц.
Опір струмообмежуючих
резисторів R5...R8 в колах баз транзисторів інвертора
Ом
Беремо Ом
Потужність, що виділяється на
резисторах R5...R8
Вт
Вибираємо резистор типу
С2-23-0,82 Ом.
Визначаємо максимальний струм
колектора відкритого транзистора підсилювача в режимі насичення:
А,
де - ККД
підсилювача; = 0.8...1.5
В - спад напруги на відкритому транзисторі в режимі насичення; - прямий
спад напруги на відкритому діоді VD3; беремо: ; В; B.
Максимальна напруга між
емітером і колектором закритого транзистора VT1:
За здобутим значенням , вибираємо
транзистор типу КТ630Б з параметрами:
допустимий струм колектора = 1А;
допустима напруга між
колектором і емітером В;
статичний коефіцієнт передачі
струму бази = 80...240;
гранична частота підсилення в
схемі із загальним емітером мГц;
максимально допустима
потужність розсіювання Вт.
Прямий струм через діод VD3
A
Вибираємо діод VD3 типу
КД212А.
Визначаємо струм бази,
необхідний для насичення транзистора підсилювача:
мА,
де - коефіцієнт
насичення; -
мінімальний статичний коефіцієнт передачі струму бази.
За вхідною характеристикою
транзистора КТ630Б для струму мА визначаємо напругу між емітером
і базою насиченого транзистора В.
Опір R3 і R4 навантаження
логічних елементів відповідно DD1.1 і DD1.2
Ом
Вибираємо резистори R3 і R4
типу С2-23-0,47 кОм.
Визначаємо вихідний струм
мікросхеми DD2 при логічному нулі на її виході:
мА < ,
де В - напруга
вихідного сигналу "0" мікросхеми К155ЛА8; мА -
допустимий вихідний струм мікросхеми.
Втрати потужності на
транзисторі в режимі насичення (з урахуванням втрат у базовому колі).
Вт
Втрати потужності на
транзисторі в режимі перемикання
Вт
де - стала часу
транзистора, c;- коефіцієнт
що залежить від схеми підсилювача і коефіцієнта насичення транзисторів. Для
двотактного підсилювача з нульовою точкою значення вибираємо
залежно від значення . При : . Оскільки
гранична частота підсилення транзистора , потужністю втрат на перемикання
можна знехтувати.
Сумарні втрати в транзисторі
(потужністю втрат у режимі відсічки нехтуємо)
Вт
Переконуємось, що .
Визначаємо ємність
конденсатора
мкФ
Вибираємо конденсатор С3 типу
К73-16 ємністю 0,15 мкФ з робочою напругою 63 В.
Максимальна зворотна напруга
і максимальний струм зворотних діодів VD4 i VD5:
B
A
Вибираємо діоди VD4 i VD5
типу Д223А з параметрами:
А
B
Вихідний трансформатор TV1
розраховуємо за методикою, наведеною в [4]. Як матеріал осердя трансформатора
вибираємо сталь Е350 товщиною 0,08 мм.
Габаритна потужність трансформатора:
BA
Відповідно до рекомендацій
для ВА, частоти
Гц і
вибраної марки сталі беремо:
максимальне значення індукції
в осерді Тл;
густину струму в обмотках А/мм2;
ККД трансформатора ;
коефіцієнт заповнення вікна
міддю ;
коефіцієнт заповнення осердя
сталлю .
Визначаємо добуток площі
перерізу магнітопроводу на площу
вікна осердя :
см4
Вибираємо тороїдний
магнітопровід ОЛ25/40-12,5, для якого
см4
см2
см2
Кількість витків первинної обмотки
трансформатора
вит
Кількість витків обмотки
керування
вит
Діюче значення струму в
первинній і вторинних обмотках:
A
A
Діаметри проводу обмоток:
первинної
мм
вторинної
мм
Вибираємо провід ПЕЛШО з
діаметрами 0,21 і 0,48 мм.
2.2
Розрахунок задаючого генератора
Вихідні дані для розрахунку:
частота проходження вихідних
імпульсів Гц;
напруга джерела живлення
мікросхеми В.
Як мікросхема DD1 застосована
мікросхема К155ЛА3.
Для уніфікації елементів
використовуємо симетричний мультивібратор, тобто вважаємо С1=С2; R1=R2.
Визначаємо опір резисторів R1, R2 з умови
де , - відповідно
вхідний опір і вхідний струм закритої мікросхеми; - порогова
напруга, при якій відпирається логічний елемент;
Типові значення вказаних
параметрів для ТТЛ - схеми такі :
= 3...15 кОм; = 0.5...1.4
мА; = 1.5 В.
Беремо
кОм
В
мА
Опори резисторів і доцільно
обирати максимально можливими, оскільки в разі їх зростання зменшується вплив
вихідного опору мікросхеми на тривалість генераторних імпульсів, а також
покращуються умови "м’якого" самозбудження. На підставі цього беремо
резистори R1 і R2 типу С2-23-1,8 кОм.
Ємність часозадавальних
конденсаторів і
генератор
трансформатор потужність підсилювач
мкФ,
де -
диференціальний вихідний опір мікросхеми; - середнє значення рівня логічної
одиниці на виході мікросхеми; для логічних мікросхем серії К155 при напрузі
живлення В; В; Ом.
Для одержання потрібної
ємності використовуємо 2 конденсатори типу К73-16 з ємністю 0,27 мкФ, які
вмикаємо паралельно. При остаточному настроюванні схеми опори резисторів , уточнимо з
метою одержання потрібної частоти.
Визначаємо максимальну
зворотну напругу на захисних діодах VD1, VD2:
В
Обираємо діоди VD1, VD2. При
цьому необхідно враховувати, що час відновлення зворотного опору діодів має
бути співвідносним із середнім часом затримки мікросхеми: .
Середній час затримки
поширення сигналу мікросхеми
нс,
де , - час
затримки поширення сигналу відповідно при вмиканні і розмиканні;
Для мікросхем К155ЛА3
нс
нс
Вибираємо мезапланарні
імпульсні діоди типу КД503А з параметрами:
стала напруга = 30 В;
імпульсний прямий струм = 200 мА;
час відновлення зворотного
опору = 10 нс.
Висновки
Розроблений трифазний
інвертор може бути у разі необхідності виготовлений, та використовуватися для
живлення електромашин змінного струму, при умові відповідності потужності
навантаження використаній в розрахунку.
Література
1. Сенько
В.І., Кучерук В.І., Сенько Л.І. Методичні вказівки до курсової роботи з курсу
“Електронні мікропроцесорні та перетворювальні пристрої” для студентів
факультету електроенергетики та автоматики всіх форм навчання. Розділ “Трифазні
автономні інвертори” -К.; КПІ,1995.
2. Чиженко
И.М., Руденко В.С., Сенько В.И. Основы преобразовательной техники - М.:
Высш.шк., 1974.
. Автономные
инверторы (под ред. Г.В. Чалого) - Кишенев,1974.
. Сидоров
И.М., Мукосеев В.В. и др. Малогабаритные трансформаторы и дроссели - М.: Радио
и связь, 1985
. В.С.
Руденко, В.И. Сенько, В.В. Трифонюк Приборы и устройства промышленной
электроники. - К.; Техника, 1990.
. Чебовский
А.Г., Моисеев Л.Г., Сахаров Ю.В. Силовые полупроводниковые приборы. - М.:
Энергия, 1975.
. Замятин
В.Я., Кондратьев Б.В. Тиристори. - М.: Сов.радио, 1980.
. Калашников
Б.Е., Кривицкий С.О. Системы управления автономными инверторами. -М.;
Энергия,1974.
. Незнайко
А.П., Геликман В.Ю. Конденсаторы и резисторы. - М.: Энергия, 1974.
. Нестеренко
Б.К. Интегральные операционные усилители. - М.: Энергоизадт, 1982.
. Тихомиров
П.М. Расчет трансформаторов. - М.; Энергия, 1968.
. Электронные
конденсаторы и конденсаторные установки /Справочник/. - М.: Энергоиздат, 1982.